Prak­ti­scher Auf­bau eines Richtkopplers

Nichts kann eine schö­ne Theo­rie der­art ver­ha­geln, wie ech­te Mess­wer­te. Daher habe ich den hier beschrie­be­nen und simu­lier­ten Sont­hei­mer-Fre­de­rick Richt­kopp­ler auf­ge­baut und durch­ge­mes­sen. Die Ergeb­nis­se sol­len hier kurz beschrie­ben werden.

Das Design

Der Auf­bau soll­te Quick-and-Dir­ty erfol­gen, ohne daß auf das letz­te Quent­chen Ver­lust­lei­stung oder Fre­quenz­gang geach­tet wer­den soll. Daher habe ich die Lei­ter­plat­te selbst gefräst und zwar aus ein­sei­tig beschich­te­ter FR2 (Hart­pa­pier/Presspappe), weil sie gera­de pas­send zu Hand war.

Das Design ist über­aus tri­vi­al, nicht ein­mal die Wider­stän­de sind ver­baut, son­dern als SMA-Buch­sen aus­ge­führt, um bei Bedarf die Abschluß­wi­der­stän­de oder das Meß­in­stru­ment anzuschließen:

Der Auf­bau sieht in der 3D-Vor­schau dann so aus:

Die hier zu sehen­den Lei­ter­bah­nen auf der Ober­sei­te sind auf der rea­li­sier­ten Pla­ti­ne kur­ze Draht­stücke. Hier ist das gesamt (Kiki-) KiCad-Pro­jekt inklu­si­ve des 3D-Modells für die Über­tra­ger. Und so sieht die fer­tig auf­ge­bau­te Test­pla­ti­ne aus:

Weil gera­de in der Bastel­ki­ste pas­send ver­füg­bar, habe ich als Ring­ker­ne zwei FT50-43 ein­ge­setzt und mit jeweils 32 Win­dun­gen 0,35mm CuL-Draht bewickelt. 32 Win­dun­gen haben gera­de so drauf­ge­passt, ohne daß sich Win­dun­gen über­lap­pen. Im Rah­men der Meß­ge­nau­ig­keit führt das zufäl­lig zu einer Kop­pel­dämp­fung von 30 dB, denn 20 x log(32) ist etwa 30,1.

Die Mes­sun­gen

Der Lei­tungs­ver­lust

Mir war zunächst der Lei­tungs­ver­lust, also die Durch­gangs­dämp­fung zwi­schen dem Ein­gang und dem Aus­gang am wich­tig­sten, auch wenn er nor­ma­ler­wei­se für die Brauch­bar­keit des Kopp­lers unter­ge­ord­ne­te Bedeu­tung hat. Er bestimmt näm­lich, wie warm der Kopp­ler im Betrieb wird. Hier zunächst die Mes­sung im Kurz­wel­len­be­reich von 1 MHz bis 30 MHz:

Man beach­te die Ska­lie­rung von 0,01 dB. Damit kommt man der Meß­ge­nau­ig­keit des VNWA sehr nahe. Die Dämp­fung steigt mit der Fre­quenz. Neh­men wir mal die 0,03 dB bei 30 MHz, dann ergibt das einen Ver­lust von 0,7 %, also 700 mW bei den 100 Watt Aus­gangs­lei­stung, die mein Trans­cei­ver zu bie­ten hat. Wegen dem zu erwar­ten­den Kopp­lungs­ver­lust von 30 dB gehen davon 100 mW im Abschluß­wi­der­stand ver­lo­ren, also blei­ben maxi­mal 600 mW, um die Ring­ker­ne und die Lei­tun­gen zu erwär­men. Das ist trag­bar, zumal das bei nied­ri­ge­ren Fre­quen­zen noch gün­sti­ger aus­sieht. Bei höhe­ren Lei­stun­gen wird man aber genau­er hin­schau­en, gege­be­nen­falls grö­ße­re Ring­ker­ne ein­set­zen oder beim Schal­tungs­auf­bau etwas sorg­fäl­ti­ger sein müs­sen. Dann wird auch der ein­fa­che CuL-Draht an die Gren­zen sei­ner Span­nungs­fe­stig­keit kom­men. Der Voll­stän­dig­keit hal­ber die Mes­sung zwi­schen 0 MHz und 150 MHz:

Damit ist der Kopp­ler mit Ein­schrän­kun­gen auch noch im 4‑m-Band zu gebrau­chen, aber dar­über­hin­aus neh­men die Ver­lu­ste doch stark zu.

Der Kopp­lungs­ver­lust

Der Kopp­lungs­ver­lust ist der Anteil der Ein­gangs­span­nung, der auf den Meß­aus­gang der vor­lau­fen­den Span­nung gekop­pelt wird. Er ist also das Ver­hält­nis der Span­nung am Meß­aus­gang zur Ein­gangs­span­nung. Er soll­te hoch sein, damit mög­lichst viel Lei­stung am gewünsch­ten (Anten­nen-) Aus­gang ankommt, aber auch nicht zu hoch, sonst ist am Meß­aus­gang nur noch wenig zum Mes­sen übrig. Der Kopp­lungs­ver­lust ist Teil des oben gezeig­ten Lei­tungs­ver­lu­stes. Beim hier ver­wen­de­ten Wick­lungs­ver­hält­nis soll­te man 30 dB erwarten.

Die Mes­sung zeigt einen Kopp­lungs­ver­lust von etwas über 30 dB, was sogar aus­ge­spro­chen gut zu dem tat­säch­li­chen Wick­lungs­ver­hält­nis von 32 passt, was 30,1 dB erwar­ten lässt.

Auch hier gibt es eine Breit­band­mes­sung, die im UKW-Bereich einen deut­lich nied­ri­ge­ren Kopp­lungs­ver­lust zeigt, der mut­maß­lich von Streu­ka­pa­zi­tä­ten ver­ur­sacht wird.

Hier wür­de ver­mut­lich eine Abschir­mung zwi­schen bei­den Über­tra­gern helfen.

Die Iso­la­ti­on

Die Iso­la­ti­on bezeich­net das Ver­hält­nis der Span­nung am Meß­port der reflek­tier­ten Span­nung zur Ein­gangs­span­nung bei idea­ler Anpas­sung der Last. Im Ide­al­fall soll­te dort kei­ne Span­nung mess­bar sein.

So wie der Kopp­lungs­ver­lust mit stei­gen­der Fre­quenz sinkt, wird auch die Iso­la­ti­on mit stei­gen­der Fre­quenz schlech­ter. Auch das liegt sicher­lich an der kapa­zi­ti­ven Kopp­lung zwi­schen den Über­tra­gern. Auch hier noch die zuge­hö­ri­ge Breitbandmessung:

Die Richt­schär­fe

Die Richt­schär­fe gibt das Ver­hält­nis der Span­nun­gen an bei­den Meß­ports bei idea­ler Anpas­sung an. Sie ist das Ver­hält­nis der gemes­se­nen vor­lau­fen­den Span­nung zur gemes­se­nen rück­lau­fen­den Spannung.

Im Kurz­wel­len­be­reich liegt die Richt­schär­fe die­ses Kopp­lers zwi­schen 40 dB und 27 dB. Das ist sicher nicht über­ra­gend, aber brauchbar.

Jen­seits des Kurz­wel­len­be­reichs wird die Richt­schär­fe aber immer schlech­ter. Völ­lig unbrauch­bar ist der Kopp­ler dadurch aber nicht. 24 dB auf dem 6‑m-Band bedeu­ten, daß der Kopp­ler trotz idea­ler Anpas­sung eine rück­lau­fen­de Span­nung von 6% misst (Γ=0,06). Das wäre ein Steh­wel­len­ver­hält­nis von 1,13. 19 dB bei 100 MHz bedeu­ten aber schon ein gemes­se­nes SWR von 1,25 (Γ=0,11).

SWV-Mess­brücken

Mein näch­ster Anten­nen­tu­ner soll das Steh­wel­len­ver­hält­nis mes­sen kön­nen, also muss­te ich mich mal etwas inten­si­ver mit den übli­chen Mess­ver­fah­ren aus­ein­an­der­set­zen. Ich gebe offen zu, daß ein Steh­wel­len­mess­ge­rät für mich immer etwas sehr myste­riö­ses war. Wie kann man ste­hen­de Wel­len mit einem Gerät mes­sen, das deut­lich klei­ner ist, als die Wel­len­län­ge, die es misst? Und noch viel myste­riö­ser: wie unter­schei­det man, in wel­che Rich­tung eine Wel­le läuft? Schließ­lich zeigt das Steh­wel­len­mess­ge­rät doch angeb­lich das Ver­hält­nis der maxi­ma­len zur mini­ma­len Span­nung auf der Lei­tung an, das sich aus dem Refle­xi­ons­fak­tor, dem Ver­hält­nis aus rück­lau­fen­der zu vor­lau­fen­der Span­nung ergibt. Oder doch nicht?

Ein Arti­kel Tho­mas, DC7GB im Funk­ama­teur1 kam zur rich­ti­gen Zeit. Hier wird das gro­ße Geheim­nis gelüf­tet und ich hab’s ja schon immer geahnt: ein Steh­wel­len­mess­ge­rät misst weder ste­hen­de Wel­len noch vor­lau­fen­de oder rück­lau­fen­de Spannung.

Kur­zer Ein­schub: Der Autor legt gro­ßen Wert auf die Fest­stel­lung, daß ent­ge­gen der übli­chen Legen­de kei­ne Lei­stung hin- und her­läuft, son­dern Ener­gie. Lei­stung wird durch Ener­gie an einem Ort ver­rich­tet, bei­spiels­wei­se an der Last, indem dort Ener­gie umge­wan­delt wird. Als Phy­si­ker gebe ich ihm völ­lig recht und dan­ke für die Klarstellung.

Als Maß für die Lei­stung wird die Span­nung ver­wen­det, die bei gleich­blei­ben­der Impe­danz pro­por­tio­nal zur Ener­gie ist. Sie hat den Vor­teil, deut­lich anschau­li­cher und leich­ter mess­bar zu sein. Daher wird nach­fol­gend von vor- und rück­lau­fen­der Span­nung die Rede sein.

Der Sont­hei­mer-Fre­de­rick Richtkoppler

Rein­hard, DC5ZM, erklärt in einem wei­te­ren Arti­kel im Funk­ama­teur2 die Funk­ti­ons­wei­se eines Steh­wel­len­mess­ge­räts am Bei­spiel eines Sont­hei­mer-Fre­de­rick Richtkopplers.

Der Richt­kopp­ler misst schlicht­weg die Anpas­sung an die Last, genau­er gesagt, die Span­nung an der Last und die Strom­stär­ke durch die Last. Wenn die Last den gewünsch­ten reel­len Abschluss­wi­der­stand hat, dann heben sich bei­de Mess­wer­te unab­hän­gig von der ein­ge­spei­sten Lei­stung auf und dar­aus folgt, daß der rück­lau­fen­de Anteil und damit der Refle­xi­ons­fak­tor Γ null ist. Das Steh­wel­len­ver­hält­nis ist eins.

Schal­tung des Richtkopplers

Für die Simu­la­ti­on soll die von DC5ZM gezeig­te Schal­tung ver­wen­det werden:

Sie ist m.E. wegen der mit­tel­an­ge­zapf­ten Sekun­där­spu­le des Strom­über­tra­gers anschau­li­cher, als die wei­ter unten gezeig­te Alter­na­tiv­lö­sung. Hier ist die LTSpi­ce Datei.

Funk­ti­ons­wei­se

Der Sont­hei­mer-Fre­de­rick Richt­kopp­ler besteht aus zwei Trans­for­ma­to­ren, näm­lich L13 (L1-L2-L3) und L45 (L4-L5). L13 ist ein Strom­trans­for­ma­tor mit der Sekun­där­wick­lung L23, die eine Mit­tel­an­zap­fung hat. Hier wird ein Strom indu­ziert, der pro­por­tio­nal zu dem durch L1 und die Last R4 flie­ßen­den Strom ist. L45 trans­for­miert die Span­nung ULast im glei­chen Ver­hält­nis wie L13 auf sei­ne Sekun­där­spu­le L4. Die Mit­te von L23 wird um die trans­for­mier­te Span­nung an der Last ange­ho­ben, wäh­rend durch R1 und R2 der trans­for­mier­te Last­strom fließt. Da R1 und R2 den­sel­ben Wider­stand haben, wie die Last, heben sich am Kno­ten UR bei­de Span­nun­gen auf, wäh­rend sie sich an UF ver­dop­peln. Weicht der Last­wi­der­stand von 50 Ω ab, dann wird ent­we­der die gemes­se­ne Strom­stär­ke oder die Span­nung grö­ßer und UR wird ungleich null. DC5ZM zeigt in sei­nem Bei­trag, daß das Ver­hält­nis von UR zu UF tat­säch­lich dem Refle­xi­ons­fak­tor ent­spricht, aus dem sich das Steh­wel­len­ver­hält­nis errech­nen lässt (sie­he Anhang).

Auch die Pha­sen­ver­schie­bung zwi­schen Strom und Span­nung ist prin­zi­pi­ell mess­bar. Sie geht bei den übli­chen Steh­wel­len­mess­ge­rä­ten aller­dings durch die Gleich­rich­tung von UR und UF an einer Diode verloren.

Simu­la­ti­on mit LTspice

Der Richt­kopp­ler soll nun mit der oben gezeig­ten Schal­tung simu­liert wer­den. Spi­ce kennt bei der Simu­la­ti­on von Trans­for­ma­to­ren kei­ne Win­dungs­zah­len. Daher kann man das Über­tra­gungs­ver­hält­nis nicht direkt ange­ben. Es ergibt sich aber aus der Qua­drat­wur­zel des Induk­ti­vi­täts­ver­hält­nis­ses. Hier wur­de für L45 1 mH zu 400 nH gewählt, also ein Fak­tor von 2.500, was einem Über­tra­gungs­ver­hält­nis von 50:1 ent­spricht. L2 und L3 haben jeweils nur 250 µH, sind aber auf dem glei­chen Kern gewickelt und haben daher zusam­men auch 1 mH, also das­sel­be Über­tra­gungs­ver­hält­nis wie L45.

Die Kop­pel­fak­to­ren sind mit „K1 L1 L2 L3 1“ und „K2 L4 L5 1“ als ide­al ange­nom­men, damit „Dreck­ef­fek­te“ nicht das Ver­ständ­nis stö­ren. Für einen prak­tisch auf­ge­bau­ten Kopp­ler wird man hier eher 0.9 statt 1 wählen. 

L1 und L4 bestehen gewöhn­lich nur aus einem Stück Draht, also einer ein­zi­gen Win­dung. L23 und L5 wer­den als Ring­kern­spu­le dar­über gescho­ben. Sie hät­ten in der hier gezeig­ten Dimen­sio­nie­rung also 50 Win­dun­gen. Die Induk­ti­vi­tät der Ring­kern­spu­le eines prak­ti­schen Auf­baus liegt wegen ihres Fer­rit­kerns tat­säch­lich im Millihenry-Bereich.

Prak­ti­sche Bei­spie­le mit Fotos fin­det man bei­spiels­wei­se bei DJ0ABR hier und hier oder auch in einem Arti­kel von DF1RN im CQ DL3.

Simu­la­ti­ons­er­geb­nis­se für aus­ge­wähl­te Lastwiderstände

Schau­en wir uns zunächst den Fall der idea­len Anpas­sung an, R4 hat 50 Ω.

V(uf) ist die vor­lau­fen­de Span­nung am Mess­punkt UF, V(ur) ist die rück­lau­fen­de Span­nung an UR, jeweils gegen Mas­se gemes­sen. Der Refle­xi­ons­fak­tor ist null und das Steh­wel­len­ver­hält­nis ist eins.

Bei Fehl­an­pas­sung ändern sich die Ver­hält­nis­se. Hier ist der Last­wi­der­stand auf 10 Ω reduziert:

Jetzt wird UR grö­ßer null und ist gegen­pha­sig zu UF. Rech­nen wir der Ein­fach­heit hal­ber mit den Spit­zen­span­nun­gen, dann ist UF jetzt 200 mV und UR 133 mV. Der Refle­xi­ons­fak­tor ist nun 0,667 und das Steh­wel­len­ver­hält­nis ist 5.

Bei einem Last­wi­der­stand von 150 Ω dre­hen sich die Pha­sen­ver­hält­nis­se um:

Jetzt ist die rück­lau­fen­de Wel­le gleich­pha­sig zur vor­lau­fen­den Wel­le. Der Refle­xi­ons­fak­tor ist mit UF=200 mV und UR=100 mV 0,5 und das Steh­wel­len­ver­hält­nis ist 3.

Da Spi­ce nicht gut auf ech­te Kurz­schlüs­sen und ech­te offe­ne Lasten zu spre­chen ist, nähern wir sie mit 0,1 Ω und 100 kΩ an.

Beim kurz­ge­schlos­se­nen Ende wird die Span­nung gegen­pha­sig zu 100% reflek­tiert, der Refle­xi­ons­fak­tor ist also 1. Damit wird das SWR unendlich.

Bei offe­nem Ende wird die vor­lau­fen­de Span­nung eben­falls zu 100% reflek­tiert, dies­mal aller­dings gleich­pha­sig. Das führt zum glei­chen Ergeb­nis, der Refle­xi­ons­fak­tor ist 1 und das Steh­wel­len­ver­hält­nis wird wie­der unendlich.

Alter­na­ti­ve Schaltung

Hier das alter­na­ti­ve Schalt­bild des Sont­hei­mer-Fre­de­rick Richtkopplers:

Die Funk­ti­ons­wei­se ist etwas schwie­ri­ger zu durch­schau­en, aber die­sel­be wie die der oben gezeig­ten und simu­lier­ten Ver­si­on. Wegen der feh­len­den Mit­ten­an­zap­fung an der Spu­le L2 ist sie beim rea­len Auf­bau etwas ein­fa­cher zu realisieren.

Anhang

Hier folgt eine kur­ze Zusam­men­fas­sung der in die­sem Arti­kel ver­wen­de­ten Grundlagen.

Eine Über­tra­gungs­lei­tung hat eine cha­rak­te­ri­sti­sche Impe­danz Z0, im Ama­teur­funk in der Regel 50 Ω, in der Radio- und Fern­seh­tech­nik 75 Ω. Wenn die Last ZL am Ende der Lei­tung die­sel­be Impe­danz hat, wird die an der Quel­le ein­ge­spei­ste Span­nung kom­plett in der Last umge­wan­delt bzw. abge­strahlt. Weicht die Impe­danz der Last von der Impe­danz der Lei­tung ab, wird ein Teil der Span­nung reflek­tiert. Der Refle­xi­ons­fak­tor r, oft auch mit dem grie­chi­schen Buch­sta­ben Γ (Gam­ma) bezeich­net, ist das Maß dafür:

UF (for­ward) ist die vor­lau­fen­de, UR (rever­se) die rück­lau­fen­de Span­nung. Der Betrag der rück­lau­fen­den Span­nung ist immer klei­ner oder gleich der vor­lau­fen­den Span­nung. Bei einem offe­nen Kabel­en­de hat sie das­sel­be Vor­zei­chen, wie die hin­lau­fen­de Span­nung, bei einem kurz­ge­schlos­se­nen Kabel aber ein nega­ti­ves Vor­zei­chen. Der Refle­xi­ons­fak­tor kann damit zwi­schen ‑1 und +1 lie­gen. Bei idea­ler Anpas­sung ist r = 0.

Der Refle­xi­ons­fak­tor kann auch direkt aus den Impe­dan­zen berech­net werden:

Hier erkennt man, daß der Refle­xi­ons­fak­tor tat­säch­lich eine kom­ple­xe Grö­ße ist.

Hin- und rück­lau­fen­de Span­nun­gen über­la­gern sich auf der Über­tra­gungs­lei­tung, so daß Orte unter­schied­li­cher Span­nun­gen ent­ste­hen, soge­nann­te ste­hen­de Wel­len. Das Steh­wel­len­ver­hält­nis ist als das Ver­hält­nis der maxi­ma­len Span­nung zur mini­ma­les Span­nung definiert:

Mit UR = r * UF kann man die­se Glei­chung umformen:

Refe­ren­zen

  1. Tho­mas Schil­ler, DC7GB, Wie funk­tio­nie­ren Richt­kopp­ler und SWV-Mess­brücken?, Funk­ama­teur 12|23, Sei­te 967ff ↩︎
  2. Rein­hard Weber, DC5ZM, AI6PK, Was misst ein Steh­wel­len­mess­ge­rät?, Funk­ama­teur 6|20, Sei­te 513 ↩︎
  3. Prof. Dr. Rein­hard Noll, DF1RN, Kenn­grö­ßen eines Richt­kopp­lers, CQ DL 10|2017, Sei­te 30ff ↩︎

Spek­trum­ana­ly­sa­tor, Teil 2

Nach­dem im ersten Teil eini­ge spek­tra­le Mes­sun­gen des Sig­lent SSA3032X Plus im Ver­gleich zum Rigol DSA815-TG gezeigt wur­den, sol­len in die­sem Teil nun Ver­gleichs­mes­sun­gen mit den ein­ge­bau­ten Track­ing­ge­ne­ra­to­ren (TG) durch­ge­führt werden.

Die Funk­ti­on eines Track­ing­ge­ne­ra­tors ist schnell erklärt: er gene­riert ein Signal mit genau der Fre­quenz, die der Spek­trum­ana­ly­sa­tor (SA) zu die­sem Zeit­punkt gera­de mißt. Damit ist sei­ne Funk­ti­on die eines klas­si­schen Wob­bel­sen­ders, nur daß eben der Detek­tor in Form des SA bereits ein­ge­baut ist. Ein SA mit TG gestat­tet damit ohne wei­te­re Hard­ware Trans­mis­si­ons­mes­sun­gen (s21), mit einem exter­nen Richt­kopp­ler aber auch Refle­xi­ons­mes­sun­gen (s11). Anders als mit einem vek­to­ri­el­len Netz­werk­ana­ly­sa­tor (VNA) geht bei­des aber nur ska­lar, nicht vek­to­ri­ell. Pha­sen­ver­schie­bun­gen kann ein SA mit TG also nicht erkennen.

Trans­mis­si­ons­mes­sun­gen

Bei allen Durch­gangs­mes­sun­gen wird zunächst eine Refe­renz­mes­sung durch­ge­führt, indem der TG-Aus­gang and den SA-Ein­gang mit einem mög­lichst kur­zen und hoch­wer­ti­gen Kabel kurz­ge­schlos­sen wird. Die­ses Meß­er­geb­nis wird als Refe­renz gespei­chert und alle wei­te­ren Mes­sun­gen dar­auf bezogen.

Iso­la­ti­ons­mes­sung

Zunächst muß man fest­stel­len, wel­che Dyna­mik man im Meß­be­reich über­haupt erwar­ten kann. Es ist unver­meid­lich, daß ein gerin­ger Teil des TG-Aus­gangs­si­gnals bereits intern in den hoch­emp­find­li­chen Ein­gang des SA leckt. Egal was man anschlie­ßend außen anschließt, die­ses Leck kann man nicht mehr besei­ti­gen. Es bestimmt also den mini­ma­len Pegel, den man mes­sen kann.

Für die Iso­la­ti­ons­mes­sun­gen wer­den bei­de Buch­sen offen gelassen.

Bes­se­re Iso­la­ti­ons­wer­te als die hier gemes­se­nen grob ‑35 bis ‑45 dB beim DSA815 und ‑45 bis ‑55 dB beim SSA3032X Plus wird man also beim Anschluß eines Test­ob­jekts nicht erwar­ten können.

Mes­sung von Kabeldämpfungen

Rea­le Kabel sind bekannt­lich nicht ver­lust­frei, Koaxi­al­ka­bel schon gar­nicht. Daher soll jetzt als ein­fach­ste Übung die Dämp­fung eines 20 m lan­gen RG-58 und eines 25 m lan­gen RG-174 Kabels über der Fre­quenz gemes­sen wer­den. Hier die ver­wen­de­ten Testobjekte:

…und hier die Meß­er­geb­nis­se der Durchgangsmessungen:

Die Mes­sun­gen zei­gen fre­quenz­ab­hän­gi­ge Wel­lig­kei­ten, die auf Feh­ler in der Anpas­sung zurück­zu­füh­ren sind. Sie sind ver­mut­lich auf Abwei­chun­gen des Wel­len­wi­der­stands des Kabels zu den 50 Ohm der Quel­le und des Meß­ein­gangs zurückzuführen.

Die gemes­se­nen Dämp­fun­gen sind im wesent­li­chen kon­si­stent. Klei­ne­re Abwei­chun­gen erge­ben sich, wenn der Mar­ker gera­de auf einem Berg oder Tal der Wel­lig­keit steht. Beim RG-174 Kabel kom­men bei­de Meß­in­stru­men­te bei den hohen Fre­quen­zen an ihre ein­gangs gemes­se­ne Iso­la­ti­ons­gren­ze. Die hier gefun­de­nen Dämp­fungs­wer­te stim­men im Rah­men der Meß­ge­nau­ig­keit mit den publi­zier­ten Daten überein.

Mes­sun­gen pas­si­ver Filter

In der Bastel­ki­ste fan­den sich eini­ge pas­si­ve Fil­ter, die vor vie­len Jah­ren mit dem Ansoft Desi­gner SV ent­wor­fen und auf FR‑4 Lei­ter­plat­ten­ma­te­ri­al gefräst wur­den. Als Bei­spie­le wur­de ein 435 MHz und ein 850 MHz Band­pass-Fil­ter aus­ge­wählt. Das 435 MHz Fil­ter ist ein Strei­fen­lei­tungs­fil­ter und das 850 MHz Fil­ter ist ein LC-Fil­ter, bei dem jedoch die Induk­ti­vi­tä­ten und ein Teil der Kapa­zi­tä­ten als Lei­ter­bahn­ele­men­te aus­ge­führt sind. Hier sind Fotos der ver­wen­de­ten Filter:

Eine Sei­te der Fil­ter ist jeweils eine durch­ge­hen­de Mas­se­flä­che und die ande­re Sei­te stellt die Fil­ter­struk­tur dar. Das Inter­di­gi­tal-Fil­ter besteht nur aus vier Micro­strip-Lei­tun­gen, deren Dimen­sio­nen und Abstand vom Fil­ter-Design­pro­gramm errech­net werden.

Das LC-Fil­ter besteht aus drei kapa­zi­tiv gekop­pel­ten Par­al­lel­schwing­krei­sen. Die run­den Kup­fer­flä­chen sind Kon­den­sa­to­ren mit etwa 7 pF zur gegen­über­lie­gen­den Mas­se­flä­che und die klei­nen etwa 10 mm lan­gen Lei­ter­bah­nen sind dazu par­al­lel­ge­schal­te­te Induk­ti­vi­tä­ten von jeweils etwa 5 nH. Sie sind am ande­ren Ende zur Mas­se­flä­che durch­kon­tak­tiert. Als Kop­pel­kon­den­sa­to­ren sind 0.75 pF Kera­mik­kon­den­sa­to­ren der Grö­ße 0805 ein­ge­setzt. War­um die gan­ze Fil­ter­struk­tur nicht um 180° gedreht ist, damit die Lei­tungs­län­gen kür­zer wer­den, ist mir übri­gens heu­te auch nicht mehr klar.

Die Ansoft Simu­la­ti­on ergibt fol­gen­de Durchgangscharakteristiken:

Bei dem 435 MHz Micro­strip-Fil­ter erkennt man deut­lich deren prin­zi­pi­el­le Eigen­schaf­ten: sie las­sen nicht nur die Grund­wel­le durch, son­dern auch deren Ober­wel­len. Die Schmal­band­mes­sun­gen zei­gen den 10 dB Durch­gangs­be­reich des Fil­ters, der bei etwa 50 MHz Band­brei­te liegt. Es gibt klei­ne Unter­schie­de in den Mes­sun­gen, die man nicht über­be­wer­ten soll­te. Eine erneu­te Mes­sung wird bei jedem der Gerä­te wie­der Abwei­chun­gen zei­gen. Bei­de Schmal­band­mes­sun­gen zei­gen eine gute Über­ein­stim­mung der Durch­lass­kur­ve mit der Simu­la­ti­on. Auch die Mit­ten­fre­quenz stimmt recht gut. Die Dämp­fung des rea­len Fil­ters ist gering­fü­gig höher als simuliert.

Das 850 MHz LC-Fil­ter hat dage­gen nur einen ein­zi­gen aus­ge­präg­ten Durch­lass­be­reich, näm­lich um 800 MHz her­um. Er liegt damit also etwa 50 MHz unter dem simu­lier­ten Durch­lass­be­reich. Das ist sicher­lich auf Unge­nau­ig­kei­ten beim Frä­sen der Lei­ter­plat­te oder Abwei­chun­gen von der tat­säch­li­chen Dielek­tri­zi­täts­kon­stan­te zurück­zu­füh­ren und spielt hier beim Ver­gleich der bei­den Spek­trum­ana­ly­sa­to­ren kei­ne Rol­le. Bei­de Gerä­te sehen die Dämp­fung im Durch­lass­be­reich über­ein­stim­mend bei etwas über 7 dB und die 3 dB Band­brei­te bei etwa 60 MHz.

23 cm LNA mit MMIC

Zum Abschluß der Trans­mis­si­ons­mes­sun­gen soll noch ein akti­ver Vor­ver­stär­ker gezeigt wer­den, ein LNA mit einem „Mono­li­thic Micro­wa­ve IC“, MMIC. Der hier ein­ge­setz­te Typ ist ein MGA-62563 von Ava­go. Er soll laut Daten­blatt 17 dB Gewinn im 23 cm Band erzie­len. Auch hier ist wie­der ein Micro­strip-Fil­ter vor­ge­schal­tet, das eini­ge dB Ver­lust erzeugt, so daß am Ende ein Gewinn von etwa 10 dB zu erwar­ten ist. Hier zwei Fotos des Prototypen:

Die Ansoft Simu­la­ti­on lässt fol­gen­de Durch­gangs­cha­rak­te­ri­stik erwarten:

23 cm LNA mit MGA-62563, simulierte Durchgangscharakteristik
23 cm LNA mit MGA-62563, simu­lier­te Durchgangscharakteristik

Tat­säch­lich gemes­sen wur­de fol­gen­de Charakteristik:

Bei­de Instru­men­te zei­gen eine Ver­stär­kung von knapp 11 dB im 23 cm Band. Unter Berück­sich­ti­gung der Ver­lu­ste des Ein­gangs­fil­ters deckt sich das mit der laut Daten­blatt zu erwar­ten­den Ver­stär­kung von 17 dB. Die 10 dB Band­brei­te beträgt über­ein­stim­mend etwa 270 MHz. Wegen des erwei­ter­ten Fre­quenz­be­reichs sieht der Sig­lent SSA3032X-Plus auch den Durch­lass­be­reich der ersten Ober­wel­le bei 2.6 GHz. Auch für die­sen Bereich wur­de eine Schmal­band­mes­sung durch­ge­führt, die immer­hin noch eine Dämp­fung um 10 dB zeigt. Auch hier deu­tet die Wel­lig­keit im Durch­lass­be­reich wie­der auf Abwei­chun­gen der Anpas­sung hin.

Refle­xi­ons­mes­sun­gen

Mit Hil­fe eines exter­nen Refle­xi­ons­meß­kop­fes kann man mit einem Track­ing­ge­ne­ra­tor auch Ein­port-Mes­sun­gen, z.B. an Anten­nen durch­füh­ren. Der Track­ing­ge­ne­ra­tor speist dabei den Ein­gang des Meß­kop­fes und das Meß­ob­jekt wird an den Aus­gang ange­schlos­sen. Der Spek­trum­ana­ly­sa­tor mißt die reflek­tier­te Lei­stung. Das ent­spricht einer s11-Mes­sung, auch hier aller­dings wie­der nur skalar.

Vor der eigent­li­chen Mes­sung muß eine Refe­renz­mes­sung mit offe­nem oder kurz­ge­schlos­se­nem Aus­gang durch­ge­führt wer­den. Die Meß­kur­ve wird als Refe­renz­si­gnal gespei­chert und alle wei­te­ren Mes­sun­gen bezie­hen sich dann auf die­se Referenz.

Hier zunächst Fotos des Meß­kop­fes und des Meßobjekts:

Baofeng Wen­del­an­ten­ne

Die Spe­zi­fi­ka­ti­on der Meß­kop­fes ist auf 0,1 .. 500 MHz begrenzt, daher bie­tet sich die Mes­sung einer Wen­del­an­ten­ne an. Sie wird im Zim­mer mit einem klei­nen Schraub­stock fixiert, damit die Mes­sun­gen halb­wegs repro­du­zier­bar sind. Das funk­tio­nier lei­der nur annä­hernd, denn die Bewe­gung einer Per­son im Raum oder schon eine Hand­be­we­gung führt zu Ände­run­gen am Meß­er­geb­nis. Daher soll­ten die fol­gen­den Mes­sun­gen mit der berühm­ten Pri­se Salz betrach­tet werden.

Die Meß­er­geb­nis­se:

Die Mes­sun­gen zei­gen jeweils die fre­quenz­ab­hän­gig reflek­tier­te Ener­gie an. Bei den Fre­quen­zen, an denen die Anten­ne Ener­gie abstrahlt, erreicht die reflek­tier­te Ener­gie ein Mini­mum. Ist die reflek­tier­te Ener­gie hoch, kann sie nicht abge­strahlt wor­den sein. Bei die­sen Fre­quen­zen ist die Anten­ne also ziem­lich wirkungslos.

Auf den Breit­band­mes­sun­gen erkennt man Reso­nan­zen bei etwa 150 MHz, 380 MHz und 420 MHz. Bei den wei­te­ren Mes­sun­gen sind jeweils noch­mal die Berei­che um 150 MHz und um 400 MHz her­aus­ge­zoomt. Bei 150 MHz ist eine Rück­fluß­dämp­fung zwi­schen 8 und 11 dB zu sehen. Die Unter­schie­de sol­len aus den oben genann­ten Grün­den nicht bewer­tet wer­den. Eine Rück­fluß­dämp­fung von 10 dB bedeu­tet, daß von der ein­ge­spei­sten Lei­stung 10% zurück­flie­ßen, also 90% abge­strahlt wur­den. Das ist nicht ganz schlecht. Bei 380 und 420 MHz mes­sen bei­de Gerä­te eine Rück­fluß­dämp­fung von mehr als 30 dB, es wird also 99,9% der ein­ge­spei­sten Lei­stung abge­strahlt. Das ist gut.

Bei Refle­xi­ons­mes­sun­gen ist es ganz prak­tisch, wenn der SA nicht nur posi­ti­ve, son­dern auch nega­ti­ve Peaks fin­den und in der Tabel­le dar­stel­len kann. Im Gegen­satz zum DSA815-TG kann der SSA3032X-Plus das.

Zusam­men­fas­sung

Bei­de Spek­trum­ana­ly­sa­to­ren haben einen ein­ge­bau­ten Track­ing­ge­ne­ra­tor, der jeweils in der Stan­dard­aus­füh­rung bereits ohne sepa­ra­te Lizenz frei­ge­schal­tet ist. Er ist ein sehr nütz­li­ches Werk­zeug, das bis zu einem gewis­sen Gra­de einen vek­to­ri­el­len Netz­werk­ana­ly­sa­tor erset­zen kann.

Die Iso­la­ti­on des Track­ing­ge­ne­ra­tors ist beim SSA3032X-Plus etwa 10 dB bes­ser als beim DSA815-TG. Das gestat­tet genaue­re Mes­sun­gen im Sperr­be­reich von Fil­tern. Der grö­ße­re Bild­schirm des Sig­lent erlaubt es, mehr Infor­ma­ti­on dar­zu­stel­len, ohne zu gro­ße Abstri­che bei der Anzei­ge der Meß­kur­ve zu machen.

Der SSA3032X-Plus ist bei den Mes­sun­gen gene­rell deut­lich schnel­ler, als der DSA815 und die Bedie­nung vom PC über das Web-Inter­face ist ein­fach Stand der Tech­nik. Mit einem Klick wird ein Screen­shot direkt auf die Fest­plat­te gespei­chert, wo man beim DSA815 erst umständ­lich mit einem USB-Stick han­tie­ren muß. Dabei dau­ert das Abspei­chern eines klei­nen PNG-Files dann auch noch eine gefühl­te Ewig­keit. An der Bedie­nung merkt man die zehn Jah­re Entwicklungsfortschritt.

Daß der SSA3032X-Plus im Gegen­satz zum DSA815-TG einen deut­lich erwei­ter­ten Fre­quenz­be­reich hat, soll hier nicht bewer­tet wer­den. Es gibt zu höhe­ren Kosten auch von Rigol eine 3.2 GHz Vari­an­te, den DSA832E-TG, und von Sig­lent eine preis­gün­sti­ge­re 1,5 GHz Vari­an­te, den SSA3015X Plus. Die gerin­ge­re RBW und das nied­ri­ge­re Pha­sen­rau­schen des SSA3032X-Plus kön­nen die hier gezeig­ten Mes­sun­gen mit dem Track­ing­ge­ne­ra­tor nicht aus­nut­zen. Dazu wären wei­te­re Schmal­band­mes­sun­gen, z.B. von Quar­zen, viel­leicht ganz hilf­reich. Für sol­che Mes­sun­gen ver­wen­de ich aller­dings den VNA und pla­ne auch nicht, das zukünf­tig mit dem Spek­trum­ana­ly­sa­tor zu machen.

Hier die Links zu Teil 1 und Teil 3.