Im ersten Teil habe ich die Grundidee für dieses Reflexionsfaktor-Meßgerät beschrieben und den Schaltplan für ein Experimentalboard vorgestellt. In diesem zweiten Teil beschreibe ich den praktischen Aufbau der Leiterplatte und die Ergebnisse der Messungen. Die Messungen wurden noch ohne Antennenkoppler durchgeführt. Als Signalquelle dient ein Siglent SDG6022X-Funktionsgenerator, als Meßinstrument ein Rigol HDO4404 (das inzwischen mit offensichtlich gleichem Funktionsumfang als Rigol DHO4404 verkauft wird). Auch das Microcontrollerboard hat noch keine Funktion, außer daß es nach dem Einschalten die logarithmischen Verstärker und die Komparatoren enabled.
Foto des POC-Boards
Dieses erste Testboard ist noch kein Prototyp für einen Antennentuner, sondern ein einfaches Experimentalboard, um zu prüfen, ob die Idee überhaupt funktioniert. Im Englischen bezeichnet man das als „proof-of-concept“ oder POC.
Stromaufnahme
Die Stromaufnahme liegt ohne Eingangssignale bei 95 mA und steigt bei 10 MHz Taktsignalen an beiden Eingängen auf 101 mA.
Eingangsimpedanz
Die Eingangsimpedanzen liegen bei etwas über 50 Ω mit leichtem kapazitiven Anteil.
Logarithmische Verstärker
Die Ausgangsspannungen LOGUF und LOGUR der logarithmischen Verstärker wurden bei 10 MHz und Eingangspegeln zwischen ‑70 dBm und +23 dBm gemessen.
Beim Vergleich mit Datenblattwerten ist das zusätzliche 6 dB Dämpfungsglied vor den Eingängen zu beachten. Das ist in der gelben Kurve berücksichtigt. Der Verlauf von LOGUF stimmt sehr gut mit dem Datenblatt überein, während LOGUR einen um etwa 100 mV (=4 dB) zu niedrigen Wert anzeigt. Unterhalb von etwa ‑50 dBm flachen beide Kurven ab und ihre Meßwerte sind nicht mehr direkt verwendbar.
Ich habe auch die Frequenzabhängigkeit von LOGUF und LOGUR exemplarisch bei 0 dBm untersucht. Von 1 MHz bis 100 MHz ändert sich LOGUF zwischen 1,98 und 1,84 V und LOGUR zwischen 1,88 und 1,77 V. Beide Kanäle haben also eine Frequenzabhängigkeit von 110 bis 140 mV, die aber bei beiden Kanälen näherungsweise gleich ist und sich daher kompensiert.
Komparatoren
Die analoge Differenzspannung UDIFF
Die Messung der Differenzspannung UDIFF hinter dem Tiefpass zeigt das beabsichtigte lineare Verhalten.
UDIFF ist bei einer Phasenverschiebung in einer Richtung gleich groß, wie bei gleicher Phasenverschiebung in die andere Richtung. Wie bereits im ersten Teil erklärt, wird das Vorzeichen der Verschiebung mit dem Signal UR_LD angezeigt. Es ist im Testboard mit LED3 verbunden, die diese Verschiebung optisch anzeigt. Bei 0° und 180° Phasenverschiebung kommt es zu Unsicherheiten bei der Richtungserkennung, gegebenenfalls auch zu Metastabilitäten, weil CLKUR nicht nach den Regeln der Kunst einsynchronisiert wurde. Das macht aber nichts, weil UDIFF in beiden Fällen gleich ist und der möglicherweise falsch errechnete Phasenwinkel nur wenig vom tatsächlichen abweicht.
Die digitalen Taktsignale
Die nachfolgenden Oszillogramme zeigen die die digitalen Taktsignale CLKUF und CLKUR direkt an den Ausgängen der Komparatoren bei Phasenverschiebungen zwischen ‑180° und +180°. Beide Eingangspegel liegen bei „gesunden“ 0 dBm und die Eingangsfrequenz beträgt 10 MHz.
Außerdem wird das erzeugte PWM Signal angezeigt, sowie die analoge Spannung UDIFF am Ausgang des Tiefpasses.
Die deutlichen Überschwinger sind auf die schnellen Taktausgänge in Verbindung mit den Masseleitungen der Tastköpfe zurückzuführen.
Niedrige Pegel der reflektierten Spannung
Die reflektierte Spannung hat naturgemäß nur bei hohem Stehwellenverhältnis einen hohen Pegel. Je besser die Anpassung ist, umso geringer wird die Spannung, die man auswerten kann. Die nachfolgenden Messungen zeigen das Verhalten der Phasenmessung bei sinkenden Eingangsspannungen.
Alle Messungen wurden mit 90° Phasenverschiebung durchgeführt. Bis ungefähr ‑20 dBm Eingangspegel wird die PWM recht zuverlässig generiert, beginnt aber dann bereits, asymmetrisch zu werden. Das liegt daran, daß die Eingangsspannung bei dem niedrigen Pegel (ein zehntel der Spannung bei 0 dBm) erst viel später den Umschaltpunkt erreicht, der von der Eingangshysterese des Komparators bestimmt wird. Gleichzeitig wird der Schaltzeitpunkt der negativen Flanke unpräziser und beginnt zu „flattern“. Bei ‑40 dBm ist das Signal praktisch nicht mehr verwertbar und bei ‑45 dBm ist es nicht mehr vorhanden.
20 dB Unterschied zwischen UF und UR entsprechen einem SWR von 1,22. Nach der groben Abschätzung im ersten Teil dieses Beitrags reichen diese 20 dB Unterschied für eine Genauigkeit der Phasenmessung von 10°. Das scheint plausibel und deckt sich ungefähr mit der in der ‑20dBm-Messung beobachteten Phasenverschiebung.
Der Vollständigkeit halber kommen hier noch zwei Messungen mit 10 Sekunden Nachleuchtdauer.
Man erkennt hier nicht nur die durchschnittliche Phasenverschiebung sondern auch den Jitter, also den Bereich in dem sich die Phasenlage verschiebt.
Erkenntnisse und Verbesserungsideen
Stromaufnahme
Die Stromaufnahme von 100 mA ist mir zu hoch. Davon gehen etwa 25 mA auf das Konto der logarithmischen Verstärker und der Komparatoren, weitere 10 oder 15 mA werden vom CPU-Board und den LEDs verbraucht. All das kann bei Nichtgebrauch deutlich reduziert werden. Der wesentliche Stromverbrauch geht auf das Konto des CPLDs, das bereits fürs Nichtstun 60 mA zieht. Das sollte sich im Low-Power Modus auf die Hälfte reduzieren lassen, was aber dann als Dauerbetrieb immer noch viel ist. Schon im ersten Teil hatte ich angedeutet, die Auswahl des CPLDs nochmal zu überdenken.
Eingangsimpedanz
Die Eingangsimpedanz liegt etwas über 50 Ω und wird bei höheren Frequenzen kapazitiv. Daher sollten die Eingangswiderstände R40 und R41 etwas verringert werden, etwa auf 53 Ω. Außerdem sollte man bedenken, daß an diesen Widerständen eine etwas höhere Leistung verbraten werden könnte. Wenn man für den Richtkoppler 30 dB Koppeldämpfung annimmt und die hierzulande zulässige Sendeleistung von 750 Watt ansetzt, wäre man mit 1 W auf der sicheren Seite. Daher bietet es sich an, drei 160-Ω-Widerstände parallel zu schalten. Das wäre bei der 0805-er Baugröße gerade für 990 Watt Dauerbetrieb ausreichend (Spec beachten, nicht alle vertragen 330 mW).
Amplitudenmessung
Die logarithmischen Verstärker funktionieren im wesentlichen wie spezifiziert, allerdings zeigt LOGUR etwa 4 dBm zu wenig an, was etwa 1 dBm mehr ist, als das Datenblatt zulässt. Das lässt sich über einen Trimmer am INT-Eingang korrigieren, allerdings nur bis +/-3dB. Vermutlich ist eine Unsauberkeit im Testboard für den Fehler verantwortlich. Dem werde ich jetzt nicht nachgehen. Ich werde eine Korrektur in der Software für solche geringen Abweichungen vorsehen.
Phasendifferenzmessung
Die Messung der Phasendifferenz funktioniert wie erwartet. Das Signal UR_LD wird allerdings mit der CLKUF getaktet und ist damit für die Portpins eines Microcontrollers zu schnell. Ich erwarte in der Praxis keine Probleme, weil es ja nur in der Nähe der Umschaltpunkte flattert, aber es ist unschön. Ich erwäge, bei einem Redesign zwei Tiefpässe vorzusehen, einen für positive und den anderen für negative Phasenverschiebungen. Dann werden zwei Analogeingänge benötigt und über einen Pegelvergleich erkennt man die Richtung der Phasenverschiebung.
Ausgangsspannung des CPLDs
Beim genauen betrachten des Oszillogramme fällt auf, daß das CPLD an seinen Ausgängen bestenfalls 4 V erreicht, statt der erwarteten 5 V, mit denen es betrieben wird. Zur Erklärung hilft ein Blick ins Datenblatt:
Offensichtlich sind als high-side-Schalter N‑MOS-Transistoren verbaut, wodurch die Ausgangsspannung immer um deren Schwellspannung unterhalb der Versorgungsspannung liegt. Auf diesem Testboard führt das dazu, daß die LED3 etwas dunkler leuchtet, als erwartet und daß die Spannung UDIFF am Ausgang des Tiefpasses etwas geringer ist, als errechnet. Für alle anderen Zwecke reicht der Pegel völlig aus. Wäre das nicht der Fall, könnte man pull-up-Widerstände oder zusätzliche Treiber vorsehen. Die LED würde ich gegen GND schalten, statt gegen VDD.
Meßergebnisse
Hier ist das Libreoffice Calc-Spreadsheet mit den Meßergebnissen:
Berechnung des Anpassungsnetzwerks
Wie man aus den hier gewonnenen Meßergebnissen das benötigte Anpassungsnetzwerk berechnet, habe ich bereits im Beitrag „Antennenanpassung mit LibreOffice“ erläutert. Das dort vorgestellte Spreadsheet habe ich zu diesem Zweck etwas angepasst:
Update 08.01.2025: neues Spreadsheet, das vorherige hatte ein paar kleine Fehler.
Man kann jetzt in den Zeilen 3 bis 7 direkt die gemessenen Werte in MHz und in Volt eingeben. Es folgen Umrechnungsfaktoren in den Zeilen 10 bis 13, die aus dem Datenblatt, aus Berechnungen oder aus Kalibriermessungen gewonnen werden. In den Zeilen 15 bis 20 werden die Meßwerte in die nachfolgend benötigten Parameter umgerechnet.
Zeile 27 zeigt den errechneten komplexen Reflexionsfaktor Gamma. In Zeile 29 wird aus Γ und Z0 die Impedanz der Last errechnet, danach der komplexe Leitwert und die Kreisfrequenz. In den Zeilen 33 bis 41 wird mithilfe der Kreisfrequenz der induktive bzw. kapazitive Anteil der Last berechnet und zwar einmal für Seriellschaltung und einmal für Parallelschaltung der einzelnen Elemente. Das ist rein informativ, hilft aber bei der Kontrolle der Rechnung mit SimSmith. Die verbleibenden Zeilen berechnen das nötige Anpassungsnetzwerk in LC- und CL-Topologie. Nur eines davon liefert eine realisierbare Lösung.
Links
Messung des komplexen Reflexionsfaktors für einen automatischen Antennentuner, Teil 1
Messung des komplexen Reflexionsfaktors für einen automatischen Antennentuner, Teil 3