Nachdem das vor einem halben Jahr entworfene I/O Board mit einem ATTINY1634 sehr gut funktioniert, kam aber recht bald der Wunsch nach ein paar mehr I/O Ports auf. Das ATTINY-Board hat nur maximal 15 verwendbare Ports, die z.T. auch noch anderweitig verwendet werden. Wird die RS485 Schnittstelle verwendet, gehen dafür drei Ports verloren, so daß dann nur noch 12 Ports verfügbar sind. Für viele Anwendungsfälle ist das mehr als genug, aber z.B. für den angedachten Bau eines ferngesteuerten Antennentuners bräuchte man schon an die 20 Ports, um je eine Kaskade Kondensatoren und Spulen umzuschalten.
Auf der Suche nach einem preiswerten, gut verfügbaren und nicht abgekündigten Baustein fand ich den ATMEGA644PA-AU, der bei den bekannten chinesischen Anbietern für etwa 1 € zu haben ist. Zudem hatte ich früher schonmal mit deren Vorgängern etwas aufgebaut und Einzelstücke des ATMEGA644V-10AU und des ATMEGA644-20AU lagen noch in der Kiste. Außerdem hat der ATMEGA644 sehr viel mehr Speicher an Bord (64k Flash, 2k EEPROM und 4k RAM) und er kann bis 20 MHz getaktet werden. Gleichwohl sei gesagt, daß ich bisher auch mit den halben Ressourcen des ATTINY1634 ausgekommen bin. Aber schaden kann’s nicht (nunja, etwas Strom kostet’s schon). Der 644-er hat ein 44-Pin QFP Gehäuse und passt in den vom ATTINY-Board vorgegebenen Formfaktor. Damit können die Boards weitgehend pinkompatibel gestaltet werden.
ATMEGA644PA-Board mit RS485 Schnittstelle (Ansicht von oben)ATMEGA644PA-Board mit RS485 Schnittstelle (Ansicht von unten)
Das Board ist nun etwas breiter geworden und hat zusätzliche Pins bekommen. Es kann aber auf der vorhandenen Test- und Programmierplatform für den ATTINY1643 und auf den Anwendungsboards verwendet werden, sofern es wegen des Überhangs mechanisch passt. Damit ich mir beim Routen nicht die Finger breche, habe ich die 4‑Lagen Multilayer Technik gewählt. Beim ATTINY1634 kam ich mit zwei Lagen aus. Nachfolgend ein Foto mehrerer fertig bestückter ATTINY und ATMEGA Boards:
Mehrere bestückte RS485 Boards, teils mit ATTINY1643 und teils mit ATMEGA644.
Hier ist der zugehörige Schaltplan. Im wesentlichen ist er vom ATTINY-Board übernommen, aber weil noch Platz auf der Platine verfügbar war, habe ich ihr einen TMP275 Temperatursensor spendiert, der eine Genauigkeit von 0,5 K haben soll. Das wird freilich durch die Eigenerwärmung des Boards etwas konterkariert. Gegebenenfalls muß diese Eigenerwärmung per Software kompensiert werden oder das Board sollte in einem der vielen Stromsparmodi betrieben werden. Die Idee ist, beim Außeneinsatz z.B. als Antennenumschalter, auch gleich die Außentemperatur zu messen. Außerdem ist eine REF5025-Spannungsreferenz einbaubar, falls mal halbwegs präzise Analogspannungen gemessen werden sollen.
Versuchsweise habe ich auch mal einen Trimmer für den Quarz vorgesehen. Die hier und auch auf anderen Boards verwendeten Quarze sind für eine nominale Lastkapazität von 12 pF spezifiziert. Das ist die Kapazität, die dem Quarz parallelgeschaltet werden muß, damit er auf der Nominalfrequenz schwingt. Da die beiden obligatorischen Kondensatoren (hier C1 und C4) in Serie geschaltet sind, müsste jeder von ihnen also 24 pF haben. Da ja auch weitere Schaltkapazitäten hinzukommen, habe ich in der Vergangenheit meist 2 x 18 pF vorgesehen, was also 9 pF Last plus geschätzten 3 pF Schaltkapazität in der Summe zu etwa 12 pF führen sollte.
Im Rahmen der verfügbaren Meßmöglichkeiten war das bisher präzise genug. Jetzt habe ich aber auf dem ATTINY-Board auch eine Uhr implementiert, die mit 2 x 18 pF Lastkapazität am Tag bis zu einer Sekunde nachging. Bei einem 12 MHz Quarz entspricht das einer um etwa 150 Hz zu niedrigen Frequenz. Durch Ausprobieren verschiedener Werte habe ich herausgefunden, daß bei Kondensatoren von der Stange 2 x 15 pF die geringsten Abweichungen verursachen. Bei Versuchen mit einem 8 MHz, einem 11,059 MHz und einem 12 MHz Quarz ergaben sich Abweichungen von etwa 50 Hz nach unten. 2 x 13 pF war wieder deutlich schlechter in die andere Richtung. Die verbleibende Abweichung wird per Software kompensiert, indem alle soundsoviele Taktzyklen ein 10 ms Intervall eingeschoben oder weggelassen wird. Auf dem ATMEGA Board habe ich nun 2 x 12 pF vorgesehen und mit dem zusätzlichen Trimmer soll dann die nominale Frequenz eingestellt werden.
Hinreichend genaue Frequenzmessungen mache ich übrigens inzwischen mit dem IC-7300 Transceiver und der WSJT‑X Software. Die Frequenzbasis des IC-7300 ist mit unter 0,5 PPM spezifiziert und damit etwa 10-mal so genau, wie der Quarz. Im CW-Modus wird die nominale Frequenz des Quarzes eingestellt und dann sollte der Mittelpunkt der Frequenz bei der eingestellten CW-Audiofrequenz sein. Abweichungen von wenigen Hz sind deutlich erkennbar. Hier ein Screenshot des IC-7300 und das zugehörige Spektrum von WSJT‑X.
Screenshot des IC-7300 bei 11,0592 MHz.
Screenshot WSJT‑X bei einem eingestellten CW-Pitch von 700 Hz.
Mit dem Trimmer wurde hier die Frequenz auf den nominalen Wert von 11,0592 MHz gezogen. An der WSJT‑X Darstellung sieht man, daß die tatsächliche Frequenz einige wenige Hertz höher liegt.
Here you can download some of my utilities. This site replaces the former download page. I will publish any new version or new utility here. It is just easier to maintain. Please check the Freeware Archive for older versions.
ParSer:
ParSer is a utility to construct a non-standard resistance or capacitance value from a set of standard resistors or capacitors. ParSer supports different topologies of up to three individual components. ParSer can also calculate voltage dividers and find a set of suitable resistors. The minimum and maximum shunt current can be specified as well as the nominal load current.
The name ParSer is misleading. It stands for parallel/serial connection of resistors or capacitors. I’m not very happy myself with this name, but now it’s out and I’m not going to change it.
CompSynt – ParSer successor
Sorry, for now the description is only in German. Status of this project is „alpha“. Not sure if and when I will proceed. Comments welcome.
Updates: 18.03.2026 und 29.03.2026
Vor einigen Jahrzehnten hatte ich mich in die Windows-Programmierung unter der Win32-API eingearbeitet. Ein schönes Lehrlingsstück war damals ParSer. Es berechnete die notwendigen Widerstände und Kondensatoren, aus denen man einen vorgegebenen Zielwert durch Parallel- oder Serienschaltung zusammenstellen kann.
Obwohl ParSer auf aktuellen Windows Versionen weiterhin gut funktioniert, war es Zeit für eine Überarbeitung. Das geht schon damit los, daß es nicht mehr wartbar ist, weil die damals verwendeten Werkzeuge (insbesondere ResEdit) nicht mehr verfügbar sind und die alten Versionen nicht mehr mit dem neuen Visual‑C zusammenarbeiten. Inzwischen bin ich auf Qt als Entwicklungsumgebung umgestiegen, was schonmal den prinzipiellen Vorteil der Plattformunabhängigkeit hat. Die Projekte sind problemlos auch für Linux übersetzbar und Apple sollte auch funktionieren. Also habe ich nun ParSer runderneuert und wer mit der Betaversion herumspielen will, kann direkt zum Download schreiten, ohne sich die nachfolgenden Bemerkungen anzutun.
Was ist neu?
Zunächst der Name
Mit dem Namen ParSer war ich nie glücklich, denn er hat eigentlich die Bedeutung eines „Parsers“, was hier aber überhaupt nicht gemeint war. Eigentlich stand der Name für das Parallel- und Seriellschalten einzelner Komponenten. Jetzt habe ich mich für CompSynt entschieden, was für Component-Synthesis oder Komponentensynthese stehen soll. Der Name scheint auch noch nicht anderweitig vergeben zu sein, denn Google findet nur wenig.
Neue Funktionen
Die jetzige Alpha-Version kann bisher nur Widerstände synthetisieren, keine Kondensatoren oder Widerstandsnetzwerke. Das ist ein Grund, ParSer noch nicht zu löschen. Die Synthese von Widerständen wurde von ParSer übernommen, aber die Berechnung der Abweichungen vom gesuchten Wert wurde angepasst. Daher kann es zu geringfügigen Unterschieden in den gefundenen Ergebnissen kommen.
Neu in der Version 0.2: Die Suche wurde komplett überarbeitet. Im alten Algorithmus wurde viel Wert auf die Optimierung der Rechenzeit gelegt, indem die Suche recht frühzeitig abgebrochen wurde, wenn keine gültigen Ergebnisse mehr erwartet werden konnten. Das führte zu einem recht unübersichtlichen Code und hier und da zum Verwerfen gültiger Ergebnisse. Der neue Algorithmus ist viel übersichtlicher und findet offensichtlich auch mehr gültige Ergebnisse. Dafür ist er mitunter deutlich langsamer, was auf heutigen Rechnern irrelevant ist. Ob die Lösung in 20 ms oder zwei Sekunden gefunden wurde, ist in der Praxis völlig egal.
Multithreading
Ob hilfreich oder nicht, CompSynt startet für die Suche jeder Netzwerk-Topologie einen eigenen Thread. Da das Ergebnis sowieso in wenigen Millisekunden gefunden wird, ist das eigentlich völlig unnötig, aber ich wollte es schon lange mal ausprobieren. Es funktioniert und schadet wohl auch nicht.
Mehrsprachigkeit
Qt unterstützt Mehrsprachigkeit und die Alpha-Version kann in Deutsch oder Englisch ausgeführt werden. Ohne weitere Eingabeparameter startet die Version, auf die das aktuelle Gebietsschema eingestellt ist, in Deutschland also meist deutsch. Wer die englische Version starten will, muß als Parameter „-e“ oder „-E“ beim Starten abgeben. Weitere Sprachversionen kann ich gerne erstellen, wenn jemand mir die übersetzten Dateien liefert. Nähere Erklärungen gerne per Email.
Tooltips
Tooltips sind implementiert. Einfach den Mauszeiger kurz auf einem Menüpunkt ruhen lassen und dann öffnet sich ein Fenster mit Erklärungen. Naja, ein paar fehlen leider noch.
Berechnung der Spannung und Verlustleistung
Optional kann CompSynt die Spannungsgrenze und Belastbarkeit der einzelnen Widerstände überprüfen. Dazu muß die aktuell an den Gesamtwiderstand angelegte Spannung angegeben werden. Je nach Konfiguration werden Grenzüberschreitungen farblich im Ausgabefenster gekennzeichnet oder überhaupt nicht angezeigt.
Zu beachten ist, daß Widerstände eine Spannungsfestigkeit haben, die oft ihre Leistungsgrenze überschreitet. Es gilt also der niedrigere Wert.
Ergänzende Widerstandswerte
Auf Wunsch eines Benutzers wurde die Möglichkeit vorgesehen, einen zusätzlichen Widerstand testweise zu einem privaten Satz hinzuzufügen. Das ist dann hilfreich, wenn man einen beschränkten Satz an Widerstandwerten hat, weil die Leiterplattenfertigung möglichst wenige Komponenten verwenden soll.
Um passende Widerstände zu finden, wählt man die zu testende(n) Topologie(n) und die zu untersuchenden IEC-Reihe(n) aus. Dann wird der private Satz importiert und auf „Ergänzungsvorschlag“ geklickt. CompSynt sucht nun die beste Lösungen für jeden gewählten Widerstand und jede Topologie und zeigt die jeweils beste Lösung an. Den so gefundenen Widerstand kann man dann dem privaten Satz hinzufügen.
Optionale Benutzung des Gebietsschemas
Ein wichtiger Punkt ist die Verwendung des eingestellten Gebietsschemas. Dateneingabe, Ergebnisausgabe, Import und Export privater Datensätze folgt dem auf dem PC eingestellten Gebietsschema, wenn das in der Konfiguration angeklickt ist. Dann ist in Deutschland das Komma als Dezimaltrennzeichen und der Punkt als Tausenderseparator eingestellt. Anderenfalls wird ein Punkt als Dezimaltrennzeichen verwendet.
Es ist wichtig, bei Im- und Export dieselbe Einstellung zu verwenden. CompSynt kann die verwendete Einstellung anhand der eingelesenen Daten prinzipiell nicht in allen Fällen erkennen, manche erzeugen aber eine Fehlermeldung in der Statuszeile. Aufpassen: auch ohne Fehlermeldung kann der Import fehlerhaft sein. 1.000 hat im deutschen Gebietsschema der Wert 1000, im C‑Gebietsschema aber 1,000. Beide Interpretationen sind im jeweiligen Kontext korrekt.
Empfehlung: aktuelles Gebietsschema verwenden, dann können die Daten auch ohne Verrenkungen mit Libreoffice Calc oder Excel im CSV-Format eingelesen werden.
Datenformate einer privaten Datei
Für die private Import/Exportdatei wurde jetzt das CSV-Format verwendet. Alte Dateien von ParSer können also nicht eingelesen werden. Sie können mit einem Texteditor in das neue Format konvertiert werden oder durch Export ganz neu erstellt werden.
Es kann eines von drei Datenformaten ausgewählt werden, jeweils mit oder ohne Anwendung des Gebietsschemas. CompSynt kann auch in den Eingabefeldern im Menü einige Suffixes erkennen und den darauf folgenden Text ignorieren. So kann man beispielsweise einen Zielwert als 375 mΩ, eine Spannung als 1 kV oder eine Toleranz als 5 % angeben. In diesem Format kann auch die Import/Exportdatei geschrieben und gelesen werden. Für die Lesbarkeit ist das ganz nett, aber Calc kann damit nicht umgehen. Daher kann alternativ ein reines Fließkommaformat oder ein Exponentialformat ausgewählt werden.
Bei der Interpretation dieser Eingabedaten kann man sich beim Programmieren leicht die Finger brechen. Also bitte darauf achten, ob alles korrekt ist und mir eventuelle Fehler mitteilen.
Konfigurationsmenü
Es gibt ein Konfigurationsmenü, in dem die meisten Einstellungen direkt geändert werden können.
Bei Problemen empfiehlt sich ein Blick in die Registry unter: Computer\HKEY_CURRENT_USER\SOFTWARE\DK8PP Freeware\CompSynt. Durch Löschen dieses Registry-Eintrags und löschen des CompSynt-Verzeichnisses ist das Programm übrigens rückstandslos deinstalliert.
CompSynt Alpha-Version 0.21
Hier nun zum Download die aktuelle Alpha-Version für Windows:
Fehlermeldungen und Vorschläge für zukünftige Erweiterungen sind willkommen.
Änderung zur vorigen Version: Die Toleranz der Widerstände kann nach wie vor eingegeben werden, sie wird aber in der jetzigen Version nicht benutzt. Zur Eingabe der maximalen Abweichung der einzelnen Widerstände, soll jetzt der neue Eintrag „Abweichung“ im Konfigurationsmenü benutzt werden.
Die Zeiten, in denen man nur ein EXE-File herunterladen musste, sind wohl ein für allemal vorbei. Jedes lauffähige Qt-Projekt wird mit den benötigten Laufzeitbibliotheken ausgeliefert. Daher kommen hier schnell 15 MB zusammen, auch gezippt.
Ich habe nun einige Tage vergeblich damit verdaddelt, eine Linux-Version in einer virtuellen Ubuntu-Maschine zu erstellen. Es funktioniert soweit, daß ich das Programm problemlos auf dieser Entwicklungsmaschine ausführen kann, aber ich scheitere am „Deployment“, also der Zusammenstellung des Programms mit allen benötigten Bibliotheken. Es gelingt mir nicht, eine Stand-Alone-Version zu erzeugen, die auf jedem anderen Rechner läuft. Ich gebe jetzt auf, weil ich das nicht brauche, bin aber für Hinweise dankbar, wie man das macht.
Zur Beachtung
Es gelten die hier und hier aufgelisteten Hinweise zu den Lizenzbedingungen und zum Virenschutz.
Wie geht’s jetzt weiter?
Ich habe diese Entwicklung zwischen andere Projekte eingeschoben, während ich auf Leiterplatten aus China gewartet habe. Ich betrachte es als „Freizeitprojekt“, soweit ein Rentner das sagen darf. Folgendes steht ohne besondere Dringlichkeit auf der ToDo-Liste:
Unterstützung für Kondensatoren und Widerstandsnetzwerke Implementierung eines (kontext-sensitiven) Help-Systems
Das kann dauern, ich verspreche nichts! Eventuelle Fehler kann ich dennoch schnell beheben.
Bin2C:
Bin2C is a utility to convert binary files to C source code. It provides a simple way to include binary files (e.g. images or audio files) in embedded projects, which often do not support any file system.
Change history: V2.20, Dec 2021: Compiled with Visual Studio 2019, fixed some Code Analysis complaints, no functional changes
DrawTimingDiagram:
During my recent (mostly Verilog) developments, I felt the need for a simple timing diagram generator with text output. Such a thing is very helpful to document the behavior of modules inside the source code rather than in a separate file. For this purpose I wrote DrawTimingDiagram. Here is the DrawTimingDiagram Online Help.
Change history: V1.01, Dec 2021: Initial release
Waterfall:
Mostly all modern amateur radio transceivers are software defined radios (SDR). As such, they come with a built-in waterfall diagram display, which in turn invites for stupid and useless experiments. Since retired, I have time for a little fun and I wrote a small program, which converts a PNG graphics file to a wave file. That wave file can be transmitted and it generates a waterfall display, which resembles the PNG input file. This is strictly for fun and shall not be used to annoy anyone, so use it at your own discretion. Here is a sample:
The result is obviously limited by the low frequency- and amplitude-resolution of the waterfall diagram. Anyway, it works.
There is no help file, but the operation should be self-explanatory. Here is the user dialog:
Waterfall User Dialog
Time per row specifies the transmit duration of one PNG row. The total transmit time is the number of rows multiplied by this value. The ramp specifies the duration for linearly fading in and out a single row. Without such ramps, the signal will become rather distorted due to many harmonics.
Note that there are a number of different PNG file formats and not all of them are supported. I did not do extensive testing. If you encounter any problems, please let me know. In such a case, please send me sample file for testing.
General Comments:
All utilities are written for Windows and should run on all current versions. Please let me know if you encounter any problems or if you have any recommendation for improvements. None of the utilities needs to be installed. Just copy the .exe file to your preferred path and remove the file for uninstalling it.
The utilities store some parameters in the registry or in an ini-file. See the respective help file for details. Earlier versions used the key „HKEY_CURRENT_USER\SOFTWARE\Michael Krämer Freeware“ but I recently changed this to „HKEY_CURRENT_USER\SOFTWARE\DK8PP Freeware\“. I’m sorry for any inconvenience.
All files are compressed with 7‑zip, which ensures integrity by a built-in CRC32. If the file is corrupted by the download, 7‑zip should complain during unpacking. For some additional degree of file authenticity, I added the MD5 hash codes for the compressed files. I agree that downloading and running executables from unknown sources is generally not a good idea. I’m also reluctant to do that myself. Let me therefore suggest the following:
Scan the downloaded executable with a local or online virus scanner.
Run the executable in a virtual machine.
Review the provided source code and compile it yourself. I appreciate if you report any errors that you find and I also value any suggestions to improve my programming style.
By the way, feel free to use and modify the source code as you like. I don’t reserve any copyrights. But if you distribute modified code, say that it is yours, not mine. I simply want to avoid any liability issues. Life is too short to fight with hungry lawyers.
Sometimes I receive more or less mild complaints for programming under Windows rather than Linux. Well, I had some experience with Linux in the late 90es. I then decided to stay with Windows, simply because it works reliably. Again, life is too short to lose time with immature environments. I’m sure that Linux has improved since the old days, but I will not change any more. I don’t use any sophisticated tools, just the Win32 API and plain C, not even C++. Therefore the executables should also run under Wine.
Meine endgespeiste Langdrahtantenne funktioniert auf dem 20-m-Band und dem 40-m-Band recht gut, mit den genannten Kompromissen auch auf 15 m und 10 m. Auf allen genannten Bändern habe ich etliche FT‑8 QSOs durchgeführt. Bei eingehenderen Tests habe ich aber jetzt festgestellt, daß auf dem 10-m-Band schon nach einer Minute Dauertest mit 50 Watt das Stehwellenverhältnis langsam wegläuft. Nach zwei oder drei Minuten geht es dann schlagartig auf unendlich. Dasselbe passiert mit 100 Watt auf 15 m, allerdings dauert es da etwa doppelt so lange. Auf 40 und 20 m tritt dieser Effekt zumindest nicht innerhalb der ersten zehn Minuten auf. Da ist etwas oberfaul. Entweder wird der Übertrager zu heiß oder der Keramikkondensator am Eingang des Anpaßglieds macht Zicken. Das werde ich weiter prüfen, wenn das Wetter wieder besser wird. Bis dahin werde ich mich nochmal, zunächst theoretisch, mit dem Antennenbau befassen.
Beim Bau der Langdrahtantenne habe ich gelernt, daß es in der Praxis nicht trivial ist, eine Antenne für mehrere Bänder zu bauen, auch wenn sie harmonisch zueinander sind. Auch sind reale Übertrager ziemlich weit vom idealen Übertrager weg, vielleicht auch wegen suboptimaler Wickeltechnik. Da gibt es sicherlich Verbesserungspotential. Beispielsweise habe ich jetzt in dem Balun-Workshop gelesen, daß man Ringkerne zum Vermeiden von Spannungsüberschlägen besser nicht mit Kupfer-Lack-Draht bewickelt, sondern Silikon-isolierte Litze nehmen soll. Das werde ich bei nächster Gelegenheit mal ausprobieren. Die dürfte wegen ihrer Biegsamkeit auch viel leichter zu verarbeiten sein.
Jetzt werde ich aber erst mal einen Dipol nach Lehrbuch für ein einziges Band bauen und ihn nach allen Regeln der Kunst auf 50 Ohm Wellenwiderstand in Bandmitte trimmen. Ich werde ihn auf dem oberen Balkon aufhängen, der eine Spannweite von gut 5,50 m zulässt. Der Dipol wäre damit etwa 8 m über dem Erdboden, aber das Edelstahl-Balkongeländer und die nicht weit entfernte Dachrinne werden sicher ihren Einfluß geltend machen. Schön wäre, wenn ich einen Dipol für das 15-m-Band bauen könnte. Wenn ich wieder den starren Aluminium-Weidezaundraht nehme, könnte dieser auf beiden Seiten einige zehn Zentimeter überstehen ohne daß er wie bei einer Litze wegen der Schwerkraft durchhängt.
Beginnen wir mal mit einer Simulation. Dafür empfiehlt sich das kostenlose Programm 4nec2, das man z.B. hier herunterladen kann. Bekanntlich hat ein Dipol im Resonanzfall eine reelle Impedanz von etwa 70 Ohm, also etwas abseits der gewünschten 50 Ohm. Das ist normalerweise kein Problem, weil es deutlich innerhalb des Abstimmbereichs eines Antennentuners liegt. Hier die Simulation eines 6,85 m langen Dipols (die Bandmitte bei 21,225 MHz entspricht einer Wellenlänge von 14,13 m).
Impedanz eines insgesamt 685 cm langen Dipols mit 4nec2 simuliert.
Der Verkürzungsfaktors liegt bei etwa 0,97 und die reelle Impedanz bei 66 Ohm. 4nec2 kann auch das zugehörige Smith Diagramm darstellen:
Smith-Chart des oben gezeigten Dipols.
Die simulierten Werte können im Touchstone-Format als s1p-Datei exportiert und mit SimSmith wieder eingelesen werden:
Touchstone-Datei wiedereingelesen mit SimSmith.
Der Kreis für ein Stehwellenverhältnis von 1,5 zeigt, daß der Dipol auf dem 15-m-Band bereits ohne weitere Anpassungsmaßnahmen zu benutzen wäre. SimSmith bietet allerdings die Möglichkeit, eine Anpassung auf 50 Ohm mit einem LC-Glied zu erreichen:
Anpassung mit einem LC-Glied auf 50 Ohm
Man sieht hier an der orangen Linie, daß der Kondensator die Impedanz zunächst in den kapazitiven Bereich verschiebt und die Spule (grün) sie wieder in Richtung zum induktiven Bereich verschiebt. Auf den Kondensator kann man komplett verzichten, wenn man nicht bei einer reellen Impedanz startet, sondern im kapazitiven Bereich eines Dipols. Das ist dann der Fall eines verkürzten Dipols mit Verlängerungsspule. Bei einem Dipol mit 6,15 m Gesamtlänge sieht das dann folgendermaßen aus:
Anpassung des verkürzten Dipols mit Verlängerungsspule auf 50 Ohm
Welche Art der Anpassung nun letztlich besser ist, bleibt abzuwarten. Normalerweise wird man den Dipol in resonanter Länge ohne eigene Anpassung verwenden und den Antennentuner an der anderen Seite des Koaxkabels seine Arbeit machen lassen. Wegen der begrenzten Verhältnisse auf unserem Balkon werde ich aber die verkürzte Antenne mit Verlängerungsspule austesten, sobald das Wetter besser wird und die Tage länger werden.
Über Balune ist vermutlich so ziemlich alles gesagt worden. Eine sehr schöne Abhandlung gibt es von DL4ZAO im Netz, den Balun-Workshop. Nach meinen Erfahrungen mit schon bei 100 Watt Belastung heißlaufenden Ringkernen stellte sich mir nun die Frage, wie muß ich denn den Balun in der Praxis dimensionieren, damit er funktioniert und nicht zu warm wird. Muß ich einen dicken Ringkern mit Ecoflex-10 Kabel bewickeln oder darf es auch etwas kleineres sein? Muß ich ihn mit hochwertigem Kabel bewickeln oder tut es (für die 100 Watt meines IC-7300) auch preiswertes RG174-Kabel?
Im oben genannten Workshop wird der Strom-Balun als Mantelwellensperre empfohlen. Er hat den riesengroßen Vorteil, daß die Energie durch die Wicklung fließt, also nicht durch den Kern. Dadurch entfallen die Magnetisierungsverluste und der Kern kann nicht in die Sättigung geraten. Der Nachteil ist, daß er nicht transformiert, die Eingangsimpedanz ist also gleich der Ausgangsimpedanz. Wird eine Impedanztransformation benötigt, kann man einen „Trafo“ dahinterschalten und erhält einen Hybridbalun. Da die Energie über die Wicklung übertragen wird, muß diese Wicklung denselben Wellenwiderstand aufweisen, wie Ein- und Ausgang, damit Reflexionen vermieden werden.
Eine elegante Art, den Ringkern zu bewickeln, ist die Methode nach Reisert. Man bewickelt den Kern derart mit einem Koaxkabel, daß man nach der halben Windungszahl einen Sprung zur anderen Seite macht, ohne den Wickelsinn zu ändern. Damit kommen Ein- und Ausgang auf gegenüberliegende Seiten des Kerns zu liegen, was mechanisch meist von Vorteil ist.
Wie schlägt sich nun ein solcher Balun, der mit RG174-Koaxkabel auf einem relativ kleinen FT140-77 Ringkern aufgewickelt ist. Das kann man relativ schnell ausprobieren. Hier ein Foto des Prototypen:
Balun aus 2 x 7 Windungen RG174 auf einem FT140-77 Ringkern. Zu Testzwecken sind SMA-Buchsen angelötet.
Nachfolgend nun die Durchgangsdämpfung dieses Baluns, gemessen mit dem DG8SAQ-Netzwerkanalysator:
Die S21-Messung. Vertikale Skalierung: 0.2 dB/Linie.
Das sieht nun garnicht so schlecht aus, wie befürchtet. Die Dämpfung bei 30 MHz ist 0.13 dB, wobei der Meßfehler vermutlich nicht ganz gering ist. Bei 100 Watt übertragener Leistung würden so etwa 3 W in dem Balun verbraten, bei niedrigeren Frequenzen weniger.
Mit SMA-UHF Adaptern kann man diesen Prototypen auch mal in die Antennenleitung einschleifen.
Derselbe Balun mit UHF-Adaptern zum Test am Funkgerät
Bei 100 Watt Sendeleistung wird der Balun auch nach einigen Minuten kaum fühlbar wärmer.
Auch wenn die Wirkung als Mantelwellensperre nun nicht getestet wurde, ist das Ergebnis dieses kurzen Tests, daß das dünne RG174 auf dem kleinen FT140-77 problemlos mit 100 Watt betrieben werden kann.
Es geht auf Weihnachten zu und außerdem wird nächstes Jahr die Mehrwertsteuer wieder auf 19% erhöht. Das ist für mich Grund genug, noch in diesem Jahr ein paar Euro für Dinge auszugeben, die ich eigentlich erst im nächsten Frühjahr angehen wollte. Dazu gehört die Erweiterung der Antennenanlage. Ein 3m langes Aluminiumrohr, das den jetzigen 2m langen Mast ersetzen soll, ist bestellt. An diesen 3m-Mast kommt dann ein Antennenrotor und darauf der jetzige 2m-Mast mit den Antennen. So komme ich im Endeffekt auf etwa 4m Höhe über dem oberen Balkon, was zum Erdboden etwa 10m sind. Ohne eine ewig lange Marktforschung zu betreiben, habe ich mich für den SPID RAK Rotor entschieden. Wenige Tage nach der Bestellung lag er auf dem Tisch.
Antennenrotor RAK mit Steuerung und Labornetzteil im Hintergrund
Der Rotor macht einen robusten Eindruck, aber über die Zuverlässigkeit kann ich im Moment noch nichts sagen. Er wird von einem 12-V-Motor über ein Schneckengetriebe gedreht. Das geht relativ ruhig vonstatten. Andere berichten von Rotoren mit Backenbremsen, die man im ganzen Haus klacken hört. Das ist hier nicht der Fall.
Der Rotor selbst hat keinen mechanischen Anschlag, er kann beliebig oft im oder gegen den Uhrzeigersinn drehen. Pro Winkelgrad wird ein Puls erzeugt, der dem Steuergerät als Information über den gedrehten Winkel dient. Damit ist die Regelschleife geschlossen und man sollte besser von einem Regelgerät als von einem Steuergerät sprechen, aber bleiben wir bei Steuerung. Nunja, perfekt ist es nicht. Ich habe auf dem Speicheroszilloskop auch mal einen Puls mehr gesehen, als das Gerät. Es wird in der Praxis also hin und wieder eine neue Kalibrierung nötig sein. Das ist aber kein Hexenwerk: Ausrichten der Antenne nach Norden, bei gedrückter F‑Taste einschalten, fertig. Das Ausrichten erfolgt elektrisch per Steuergerät, man muß also keineswegs mit dem Schraubenschlüssel auf dem Mast klettern. Der Drehbereich der Antenne ist in der Steuerung auf 360° +/- 180° begrenzt. Man kann also in beiden Richtungen um 180° überdrehen und sollte die Länge der Antennenkabel entsprechend auslegen.
Die Steuerung finde ich persönlich suboptimal. Die grünen 7‑Segment Anzeigen bräuchten m.E. eine grüne Blende, damit die Anzeige besser abzulesen ist. Die Frontplatte besteht aus einer einfachen aufgeklebten Folie, die die Bedienung der dahinterliegenden Tasten erschwert.
Steuerung des Antennenrotors mit aufgeklebter Frontblende
Die Folie lässt sich leicht zerstörungsfrei abziehen, wodurch die Lesbarkeit der LED-Anzeige weiter abnimmt, aber die Bedienung der Tasten wesentlich vereinfacht wird. Da werde ich gelegentlich eine eigene Frontplatte fräsen und ein grünes Filter einbauen.
Steuerung des Antennenrotors mit abgenommener Frontblende
Die Steuerung hat leider kein eingebautes Netzteil. Sie muß mit 12 V bis 18 V DC oder AC betrieben werden. Hier ist ein Labornetzteil angeschlossen. Wenn der Motor dreht, fließen etwa 300 mA, aber der Anlaufstrom liegt bei einigen Ampere. Ein testweise eingesetztes 19V/3A Netzteil von einem Notebook war nicht ausreichend. Beim Anlaufen des Motors ist die Spannung zusammengebrochen. Das führt zu der Frage, welches Kabel man zwischen Steuerung und Rotor verwenden sollte. Das Handbuch empfiehlt bei mehr als 10 m Kabellänge einen Querschnitt von 1,42 mm² (#16 nach amerikanischer Norm) für den Motor, die Impulssensorleitungen dürfen dünner sein.
Der 4‑polige Anschluss zum Rotor
In der Praxis wird man vieradrige Schlauchleitung mit vier gleichdicken Adern verwenden. Es bietet sich die relativ preisgünstige vieradrige H05VV‑F 4G1,5 PVC Schlauchleitung an, die allerdings für 300 V spezifiziert und daher mit über 9 mm Außendurchmesser zu dick für den oben gezeigten Stecker ist. Daher habe ich mich für FLRYY Fahrzeugleitung („KFZ-Anhängerkabel“) entschieden, die nur für 50 V spezifiziert ist, dafür aber nur 7 mm Außendurchmesser hat. Dieses Kabel ist leider etwas teurer als das dickere.
Zum Betrieb werde ich zunächst das oben gezeigte billige Labornetzteil verwenden. Das bietet außerdem die Chance, mir ein neues Netzteil zu besorgen. Im Moment läuft es auf dieses Netzteil hinaus. Auch das ist eine Entscheidung, die wegen der Mehrwertsteuer noch dieses Jahr fallen könnte.
Jetzt muß ich nur noch auf schönes Wetter warten und dann wird der Rotor montiert.
Zum Vergleichen habe ich nun ein mit der Schere abgeschnittenes Stück von einer RO4350B Leiterplatte nachgemessen. Die Platte ist 0,168 mm dick und 27,2 mm x 32 mm groß. Das Datenblatt des Herstellers (Rogers) gibt eine Dielektrizitätskonstante von 3,66 an. Damit sollte das abgeschnittene Stück etwa 170 pF haben. Hier nun die Meßwerte zwischen 0 und 100 MHz:
Kondensator aus RO4350B Basismaterial. 27,2 mm x 32 mm x 0,168 mm.
Zum Vergleich nochmal die früher schon dokumentierten Meßwerte des 10 pF Glimmerkondensators und des 100 pF Hochvolt-Keramikkondensators. Diese Messungen wurden zur besseren Vergleichbarkeit auch zwischen 0 und 100 MHz durchgeführt und die Darstellung der Güte wurde geglättet, auch wenn es gerade bei dem Glimmerkondensator nicht danach aussieht.
Es ist zu vermuten, daß die Gütemessungen gerade bei hohen Güten ziemlich ungenau werden. Letztlich beruhen sie auf der Messung des ziemlich geringen reellen Widerstands des Bauelements. Wenn der sehr viel kleiner als der Blindwiderstand ist, geht’s schief.
Der RO4350B-Kondensator ist mittelprächtig. Die Güte liegt bei einigen Hundert, aber deutlich unter Tausend. Bis 30 MHz ist der PTFE-Kondensator also besser. Dafür ist der RO4350B-Kondensator deutlich kleiner. Laut Datenblatt soll er über 30 kV/mm vertragen, bei den hier verwendeten 0,168 mm wären das also 5 kV. Der Verlustfaktor wird im Datenblatt übrigens mit 0,0031 (@ 2.5 GHz) angegeben. Das wäre eine Güte von 1⁄0,0031 ≈ 300. Die hier gemessenen Güten im Kurzwellenbereich liegen in dieser Größenordnung, sind also plausibel.
Nach den eher gemischten Erfahrungen mit dem Bau eines Schiebekondensators aus FR‑4 Leiterplattenmaterial, sollte ein Versuch zeigen, ob PTFE („Teflon“ ™) als Dielektrikum einen Vorteil bringt. Also habe ich mir zunächst ein paar 0,5 mm dünne Teflon-Platten (man könnte auch sagen 0,5 mm dicke Teflon-Folie) besorgt. Außerdem war dünnes Alublech alle, also habe ich auch gleich ein paar 0,5 mm dicke Alubleche bestellt. Beides ist nun da und um den Aufwand in Grenzen zu halten, habe ich zunächst mal einen Festkondensator zum Testen gebaut. Ein kleines LibreOffice Spreadsheet zeigt, daß zwei 30 mm x 30 mm große Platten zwischen drei anderen Platten mit einem PTFE Dielektrikum gut 100 pF ergeben sollte.
Die Aluplatten und das Dielektrikum waren schnell gefräst.
Gefräste Einzelteile für den Festkondensator.
Die Aluplatten sind etwas verbogen, weil meine bevorzugte Fixiermethode mit doppelseitigem Klebeband bei 0,5 mm Blech an ihre Grenzen kommt. Man bekommt die fertig gefrästen Teile kaum ab, ohne sie zu verbiegen. Auch die PTFE-Scheiben sind gefräst und hinterher mit der Schere glattgeschnitten. Reguläre Teile wie diese Quadrate sollte man gleich mit der Schere zuschneiden, die Fräse bringt hier keinen Vorteil. Das nächste Foto zeigt den fertig montierten Kondensator mit SMA-Buchse für die Messung.
Fertig aufgebauter Festkondensator mit gut 100 pF Kapazität.
Nun die spannende Frage, wie isser denn nun, der selbstgebaute Kondensator? Hier ist das Meßergebnis:
100 pF Plattenkondensator mit Teflon Dielektrikum.
Nun, das ist doch um Längen besser, als der FR‑4 Kondensator. Wie errechnet liegt die Kapazität bei gut 100 pF und die Güte liegt im gesamten Kurzwellenbereich bei mindestens 1000, z.T. weit über 10000. Man kann nun lange über die Meßgenauigkeit philosophieren, aber daß die Güte mindestens 20-mal so gut ist, wie die des FR‑4 Kondensators, scheint offensichtlich. Bei dieser Messung wurde übrigens anders als bei den FR-4-Messungen die Kurve der Güte rechnerisch geglättet. Das ändert aber nichts an den Ergebnissen.
Auch dieser Kondensator hat eine eingebaute Induktivität. Auf dem Foto oben des fertig aufgebauten Kondensators springt sie einem förmlich ins Auge: sie wird gebildet von der SMA-Buchse, den Lötfahnen und den Plattenanschlüssen. Die Spule hat eine Windung und einen Durchmesser von etwa 10 mm. Das ergibt etwa 20 nH Induktivität, die mit der Kapazität des Kondensators einen Serienschwingkreis bildet, der bei etwa 110 MHz resonant ist, also knapp oberhalb der oben gezeigten Messung.
Dieser Kondensator sollte mit einigen kV betrieben werden können, denn Teflon soll 18 kV/mm aushalten. Damit sollte es möglich sein, ihn problemlos in einer 1 kW Endstufe oder einem Antennentuner einzusetzen. Bei einer Güte von 1000 wird dann höchstens 1 W im Kondensator verbraten.
Für höhere Kapazitäten kann man die Platten vergrößern, mehr Platten stapeln oder ein dünneres Dielektrikum wählen. 0,25 mm Teflon-Folie ist auch erhältlich und reicht auch für einige kV Betriebsspannung. Verdoppelt man die Fläche der Platten und ihre Anzahl und halbiert die Dicke des Dielektrikums, sollte man problemlos auf einen 1 nF Kondensator kommen, der mehrere kV aushält und im gesamten Kurzwellenbereich verwendbar ist. Mehr braucht man selten. Warum also nicht solche Hochspannungskondensatoren selber bauen?
Für einen Antennentuner der mehrere Frequenzbänder abdecken soll, benötigt man einstellbare Induktivitäten und Kapazitäten. Manuell einstellbare Tuner verwenden dafür Drehkondensatoren und Rollspulen. Diese Tuner sind normalerweise nur im Haus an der Funkstation zu verwenden, denn selbst wenn sie wetterfest sind, wird man nicht nach draußen gehen wollen, um sie neu abzustimmen.
Für den Außeneinsatz gibt es daher elektrisch einstellbare Antennentuner, die aber meist nur per Relais einige Festkondensatoren und Spulen umschalten. Dadurch wird der Abstimmbereich eingeschränkt und jedes Relais bedeutet zusätzliche Verluste und induktive und kapazitive Störungen. Daher wären stufenlos elektromechanisch einstellbare Bauteile von Vorteil.
Zum Einstellen der Kapazität bieten sich Schrittmotoren an. Sie sind sehr preisgünstig in vielen Varianten erhältlich. Damit kann man zum Beispiel einen Drehkondensator einstellen, allerdings benötigt man ein passendes Untersetzungsgetriebe möglichst ohne Spiel. Es gibt auch Schrittmotoren, die schon eine Spindel eingebaut haben und damit die Drehbewegung auf eine Translationsbewegung umsetzen, wie z.B. der hier abgebildete:
Schrittmotor mit Spindel zum Erzeugen einer linearen Bewegung.
Dieser Schrittmotor ist bei den bekannten Verkaufsstellen in China im Zehnerpack für weniger als 2 Euro pro Stück zu beziehen. Mit einem solchen Motor kann man recht einfach einen Plattenkondensator aus einer oder mehreren Platten verstellen, der als Schiebekondensator („Schiebko“) ausgeführt ist. Gesagt getan!
Die wesentlichen Randbedingungen für den Kondensator sind sein Einstellbereich und die Spannungsfestigkeit. Die Anwendung in einem Antennentuner bei einer moderaten Ausgangsleistung von 100 Watt erfordert weniger als 1 kV Spannungsfestigkeit. Bei 50 Ω hat man zwar nur unter 100 V anliegen, aber da auch hochohmige endgespeiste Antennen mit einigen wenigen kΩ angepasst werden sollen, ist man erst mit 1 kV auf der sicheren Seite. Bei der Wahl des Einstellbereichs fällt die Festlegung etwas schwerer. Einerseits kann man nach oben nie genug haben, besonders für die langwelligen Bänder, andererseits steigt aber fast unvermeidlich auch die minimale Kapazität mit der maximalen. Nun gut, für den Prototypen habe ich einfach einen Bereich von 20 pF bis 100 pF angestrebt. Durch Hinzufügen weiterer Platten lässt sich dieser Bereich anpassen.
Bleibt die Frage des verwendeten Materials und seine Dimensionen. Der Hub des oben gezeigten Schrittmotors beträgt gut 35 mm. Auf eine Führung für den Plattenstapel soll möglichst verzichtet werden, d.h. der Schieber soll einfach in den Stator gleiten und dabei der Plattenabstand gewahrt bleiben. Um die leitende Kondensatorplatte muß also ein Isolator angebracht sein, der einen Kurzschluß verhindert. Ein Luft-Drehko bzw. ‑Schiebko wäre wegen der notwendigen Führung mechanisch aufwendiger.
Der Aufbau
Als einfachste und billigste Lösung bieten sich auf Maß gefräste FR-4-Leiterplatten an.
Kondensatorplatten aus FR‑4
Links sind die drei Platten des Stators zu sehen und rechts die beiden Platten des Schiebers. Außerdem gibt es Abstandshalter und einige M2er Schrauben. Die Statorplatten sind 40 mm x 50 mm groß und auf der Unterseite etwa 0,25 mm eingefräst, so daß die Schieber leicht hin- und hergleiten können. Zusammengebaut sieht das ganze dann so aus:
Der fertigmontierte Schiebekondensator.
Hier ist der Schiebekondensator auf einem betriebsbereiten Prototypen mit dem Schrittmotor verbunden.
Die Ansteuerung erfolgt hier mit einem I/O Board mit RS485 Schnittstelle, das an anderer Stelle schonmal beschrieben wurde. Es ist über eine ModBus-Schnittstelle mit dem PC verbunden. Als Treiber dient ein kleines Board mit „A4988 stepper motor driver“, die es auch als Schüttgut bei chinesischen Händlern zu kaufen gibt. Es ist zweifellos überdimensioniert, aber hier die einfachste, billigste und schnellste Lösung. Die jeweilige Zielposition wird hier am PC mit dem ModBus-Utility QModMaster eingegeben. Das Video oben zeigt die Originalgeschwindigkeit, also weder Zeitraffer noch Zeitlupe. Zwischen den Endpositionen liegen hier etwa 250 Schritte. Der Einfachheit halber werden die Schrittimpulse in einem 10 ms-Interrupt-Handler erzeugt. Microstepping ist möglich, aber hier wird für jeden Schrittimpuls ein voller Schritt ausgeführt. Mit Microstepping fährt der Motor wesentlich sanfter und geräuschloser, braucht aber doppelt oder viermal so lange. Für eine „Release-Version“ wäre die Software noch etwas zu überarbeiten, aber hier soll es ja nur um ein „proof-of-concept“ gehen.
Die Meßergebnisse
Die Parameter des Kondensators können mit einem Netzwerkanalysator an der SMA-Buchse gemessen werden. Hier zunächst mal die Meßergebnisse zwischen 0 und 100 MHz für verschiedene Einstellungen des Kondensators:
Im voll ausgefahrenen Zustand hat der Kondensator also ungefähr 20 pF, im voll eingefahrenen Zustand gut 100 pF. Das sind ungefähr die Zielwerte für die Entwicklung des Prototypen. Dementsprechend wurde die Größe des Schiebers und die Anzahl der Platten gewählt. In einer überarbeiteten Version würde ich versuchen, die untere Kapazität auf 10 pF bis 15 pF herunterzubekommen. Das sollte durch Umdimensionieren des Schiebers möglich sein. Die Kapazität ist linear einstellbar und jeder Schritt ändert sie um etwa 0,3 pF ((100pF-20pF)/250 Schritte). Die Wiederholgenauigkeit liegt etwas höher, weil der Schieber lose eingehängt ist und etwas wackelt, aber dennoch bei unter 1 pF.
Die Messungen bei 75% und 100% zeigen Serienresonanzen bei 89,8 MHz und 82,2 MHz. Das ist nicht weiter verwunderlich und war zu erwarten. Die Zuleitungen zum Stator und zum Schieber bilden eine Induktivität in der Größenordnung von 40 nH. Sie ändert sich auch etwas mit der Stellung des Schiebers. Da der Einsatzbereich des Kondensators bis zum 10 m Band geplant ist, stört diese Induktivität hier nicht. Auch das 6 m Band und das 4 m Band wären noch abzudecken.
Gute Güte…
Ist also alles gut? Nein, die Crux ist die Güte des Kondensators. Sie ist in rot dargestellt und liegt je nach Frequenz und Kapazität zwischen 50 und 100. Das ist nicht gut, Kondensatoren haben normalerweise Güten über 1000, aber vielleicht kann man das hier tolerieren oder verbessern.
Der Kehrwert der Güte ist der Verlustfaktor, hier also 0,01 bis 0,02. Das bedeutet, wenn der Kondensator mit 100 Watt beaufschlagt wird, erzeugt er eine Verlustleistung von 1 bis 2 Watt. Die fehlen dann bei der abgestrahlten Leistung, aber bekanntlich gilt „ein bisschen Schwund ist immer“. Da Energie aber zum Glück nicht verloren geht, wird sie in Wärme umgewandelt. Nun hat der Kondensator eine recht große Oberfläche und wird 2 Watt auf Dauer ableiten können. Außerdem ist FR‑4 ja recht hitzebeständig, aber über das Problem sollte man sich im Klaren sein, zumal weitere Komponenten auch erhebliche Verluste haben. Eine Endstufe mit 1 oder 2 kW würde sicherlich die Belastungsgrenze dieses Schiebekondensators überschreiten.
Zum Vergleich habe ich einen 10 pF Glimmer-Kondensator und einen 100 pF Keramik-Hochvolt-Kondensator (3 kV) mit demselben Testaufbau ausgemessen:
Beide Kondensatoren haben deutlich höhere Güten zwischen einigen 100 und einigen 1000. Das zeigt, daß der Meßaufbau im wesentlichen korrekt ist.
Was ist denn nun die Ursache für die geringe Güte des Eigenbau-Kondensators und wie kann man sie verbessern? Nun, die Ursache sind die dielektrischen Verluste von FR‑4. Wikipedia dokumentiert einen Dielektrischer Verlustfaktor von 0,012 bis 0,035 für FR‑4 Standardmaterial. Das deckt sich gut mit den oben gezeigten eigenen Messungen, die zwischen 0,01 und 0,02 ergaben. Da muß man nicht weitergrübeln, mit FR‑4 wird das nicht besser.
Zukünftige Versuche
Die Ergebnisse dieses ersten Versuchs sind vielversprechend. Im Prinzip hat es funktioniert. Wie geht es nun weiter?
Soll das Konzept beibehalten werden, dann muß man nach besserem Leiterplattenmaterial suchen und eventuell doch auf Luft als Dielektrikum umsteigen. Eine schöne und nützliche Tabelle mit den Verlustfaktoren verschiedener Materialien gibt es bei Microwaves101. Außer den für Bastler schwer erhältlichen Materialien von Rogers (hin und wieder bietet die jemand auf der Ham-Radio an) bieten sich Eigenbaulösungen auf PTFE-Basis („Teflon“) an. Dessen Dielektrizitätskonstante ist nur halb so groß, wie die von FR‑4 und damit wird für dieselbe Kapazität die doppelte Fläche benötigt. Dafür liegt der Verlustfaktor in der Größenordnung von 0,0002 und ist damit hundertmal besser als FR‑4. Die Durchschlagsfestigkeit von PTFE ist etwas höher als FR‑4, 18kV/mm gegenüber 14 kV/mm. Damit können die Platten etwas dichter aneinander positioniert werden.
Ein Schiebekondensator nach dem hier beschriebenen Muster mit PTFE Dielektrikum ist ein heißer Kandidat für weitere Versuche.
Die Anpassung einer endgespeisten Drahtantenne (im englischen als End-Fed-Half-Wave- oder EFHW-Antenne bezeichnet) ist leider nicht so trivial, wie man meinen könnte, insbesondere wenn man mehrere Bänder abdecken möchte. Es geht schon damit los, daß das Verhalten realer Übertrager, auch wenn man sich viel Mühe beim Wickeln macht, in der Regel weit entfernt von dem eines idealen Übertragers ist. Der Koppelfaktor der Windungen liegt deutlich unter 1 und parasitäre Kapazitäten zwischen den Wicklungen machen den Übertrager frequenzabhängig. Darüberhinaus macht die Frequenzabhängigkeit und die magnetische Sättigung des Kernmaterials zu schaffen.
Die Dimensionierung des Übertragers erfordert einige Kompromisse. Zunächst sollte man sich auf die maximal zu übertragende Leistung festlegen. Im Internet findet man Hinweise, daß ein FT-140-Kern für 100 Watt reicht. So pauschal stimmt das aber nicht. Der Crest-Faktor ist bei SSB ein ganz anderer als bei digitalen Betriebsarten. Bei SSB ist die nominale Ausgangsleistung ein Spitzenwert, der nur kurzzeitig erreicht wird, während die gesamte Leistung bei FT‑8 15 Sekunden lang übertragen werden muß, bei WSPR sogar für zwei Minuten, bei RTTY gegebenenfalls sogar noch länger. Messungen mit einer FLIR-Kamera haben gezeigt, daß die Temperatur des Ringkerns meines ersten Anpaßglieds mit einem FT140-77 schon nach kurzem Betrieb (wenige Minuten) mit 50 Watt auf deutlich über 100 °C ansteigt.
Wärmebild des Ringkerns nach wenigen Minuten Belastung mit 50 Watt auf dem 40-m-Band.
So kann das nicht bleiben. Wo liegen die Ursachen und was muß ich ändern?
Nach einer alten Faustregel soll der Blindwiderstand eines Übertragers mindestens viermal so groß sein, wie der reelle Lastwiderstand. Bei 50 Ω auf der Primärseite wären das also mindestens 200 Ω, was bei 7 MHz knapp 5 µH wären. Mit einem FT-140 77 Ringkern wäre diese Induktivität schon bei etwas mehr als einer Windung erreicht. Das ist natürlich schon beim Wickeln der Spule recht unpraktisch, weil ohne Handstand eigentlich nur ganzzahlige Windungszahlen möglich sind. Das größere Problem ist aber die magnetische Flußdichte, die durch den verwendeten Ringkern begrenzt ist. Wird die Flußdichte zu hoch, dann gerät der Kern in die Sättigung und die magnetische Feldstärke im Kern steigt dann nicht mehr proportional zur angelegten Spannung. Das übertragene Signal wird verzerrt und die Kernverluste steigen überproportional, so daß der Kern übermäßig heiß wird.
Die magnetische Flußdichte ist proportional zur angelegten Spannung und umgekehrt proportional zur Windungszahl der Spule. Die maximale Flußdichte, die der Kern verträgt, ist außerdem auch noch frequenzabhängig. Der mini Ringkernrechner berechnet die Flußdichte einer Spule und zeigt freundlicherweise für einige Kerne auch die maximal mögliche Flußdichte an. Der oben genannte Ringkern sollte mindestens 5 Windungen haben, um 100 W auf dem 40-m-Band zu übertragen. Die gewählte Anzahl von 3 Windungen ist also deutlich zu niedrig. Bei 5 Windungen hat die Primärspule aber schon 56 µH und einen Blindwiderstand von 2,5 kΩ. Das wäre auf 40 m bei 7 MHz sicher noch tragbar, aber am anderen Ende bei 29 MHz sind das schon über 10 kΩ und bei den hohen Frequenzen machen sich dann auch die Kapazitäten zwischen den einzelnen Windungen immer deutlicher bemerkbar. Die Windungszahl begrenzt also die obere nutzbare Frequenz des Übertragers. Eine „echter“ Breitbandübertrager ist also immer ein Kompromiß.
Für einen neuen Übertrager habe ich nun zwei gestapelte FT140-43 ausgewählt. Durch das Stapeln halbiert sich der magnetische Fluß für jeden der beiden Kerne und die Induktivität verdoppelt sich, da sich der umwickelte Querschnitt verdoppelt. Der AL-Wert des ‑43-er Kerns ist weniger als halb so groß, wie der des ‑77-er Kerns. Damit ergeben N Windungen auf zwei ‑43-er Kernen etwas weniger Induktivität, als die gleiche Windungszahl auf einem einzigen ‑77-er Kern. Die Flußdichte ist halbiert und liegt bis 100 Watt im 40-m-Band im Rahmen des Erlaubten. Hier ein Foto des ersten Versuchs mit einem Windungsverhältnis von 3:18 (Übertragungsverhältnis 1:36, also 50 Ω am Eingang, 1,8 kΩ am Ausgang):
Übertrager mit zwei FT140-43 Ringkernen
Die letztlich verwendete Version hat ein noch höheres Wicklungsverhältnis von 3:22. Da der bisher verwendete Antennendraht von 18,55 m Länge zu kurz war, habe ich ihn durch einen 20,30 m langen Draht ersetzt. Damit liegt die Resonanz nun deutlich besser auf den Amateurbändern. Die gemessene Impedanz sieht nun folgendermaßen aus:
Impedanz des 20,30 m langen Antennedrahts mit 2xFT140-43 und 100pF Anpassung.
Das Stehwellenverhältnis liegt nun also auf 20- und 40‑m unterhalb von 3:1 und kann vom Antennentuner des IC-7300 angepasst werden. Das 15-m-Band liegt zwar außerhalb, wird aber zumindest im unteren Bereich noch vom Antennentuner erfasst. Das 10-m-Band liegt deutlich außerhalb, funktioniert aber noch im Emergency-Modus mit bis zu 50 Watt Ausgangsleistung.
Nach dem Lehrbuch müssten die oben gezeigten Frequenzen alle im Mittelpunkt des Smith-Charts bei zumindest ungefähr 50 Ω liegen, denn die Bänder sind harmonisch zueinander. Die Abweichungen dürften im wesentlichen an dem immer noch unzulänglichen Übertrager liegen, seinem Kopplungsverhältnis, den parasitären Kapazitäten und den Kernverlusten. Dennoch sieht das Chart realistisch aus, denn nicht-resonante Frequenzen haben hohe Blindanteile. Sie finden sich am Rand des Smith-Diagramms. Bei dem ursprünglichen Übertrager fanden sich fast alle Frequenzen innerhalb des SWV 3:1 Kreises. Das kann nur durch hohe Verluste kommen, denn nur eine Dummy-Load hat über einen großen Frequenzbereich ein Stehwellenverhältnis von 1:1. Eine Aufnahme mit der Wärmebildkamera zeigt, daß sich die Verluste jetzt in Grenzen halten:
Übertrager mit 2xFT140-43 nach mehreren Minuten Betrieb auf 40‑m mit 100 Watt
Auch nach mehreren Minuten Betrieb auf dem 40-m-Band mit 100 Watt steigt die Temperatur nicht mehr wesentlich an. Die Kamera macht zwei Fotos, eines im optischen Bereich und eines im Infrarotbereich, die je nach Abstand des Motivs nicht ganz in Deckung sind.
Nachdem ich nun seit ein paar Monaten über einen IC-7300 als Kurzwellentransceiver verfüge, sollte endlich eine für mehrere Bänder brauchbare Kurzwellenantenne her. Ein paar Monate konnte ich mit auf dem oberen Balkon provisorisch aufgehängten Drähten auf jeweils einem Band arbeiten, die bei einem Bandwechsel dann manuell gegen einen anderen Draht getauscht werden mussten. Das war unbequem und suboptimal. Inzwischen habe ich auch auch ein Edelstahlgeländer auf dem Balkon montiert, was die HF-Eigenschaften der Drähte deutlich verschlechtert hat. Das Geländer ist geerdet und schirmt HF ab.
Die baulichen Gegebenheiten lassen es problemlos zu, einen 20 m langen Antennendraht zu spannen. Dabei kann ein Ende gut an dem neuen Edelstahlgeländer montiert werden, während das andere Ende auf einem Fiberglasmast befestigt wird. Aus mechanischen Gründen sollte die Antenne endgespeist sein, denn dann muß die Konstruktion nicht auch noch den Anpaßtopf und das Koaxkabel tragen. Ein knapp 20 m langer Draht sollte dann auf dem 40 m Band (1 * λ/2), dem 20 m Band (2 * λ/2), dem 15 m Band (3 * λ/2) und dem 10 m Band (4 * λ/2) resonant sein.
Angeblich sollen endgespeiste Antennen ohne elektrisches Gegengewicht auskommen, d.h. der Außenleiter des Koaxkabels hängt sozusagen in der Luft. Das kann so nicht wirklich funktionieren, denn ein elektrisches Potential braucht immer etwas, wogegen es gemessen wird. Das ist, wenn sonst nichts da ist, der Außenleiter, also die Abschirmung des Koaxkabels. Daß das ganze nicht so dramatisch ist, wie bei einem Viertelwellendipol, liegt einfach daran, daß aufgrund der hohen Impedanz eines endgespeisten Halbwellendipols die Stromstärke deutlich geringer ist. Ein Viertelwellendipol hat eine Impedanz von etwa 50 Ω, ein Halbwellendipol aber zwischen 1 kΩ und 3 kΩ. Das bedeutet, daß bei gleicher Leistung in einen endgespeisten Halbwellendipol auch nur ungefähr ein achtel bis ein viertel des Stromes fließt. Um sicher zu gehen, daß der Außenleiter des Koaxkabels kein signifikantes Gegenfeld zum strahlenden Draht aufbaut, schließe ich ihn elektrisch an das geerdete Balkongeländer an. Das sollte gleichzeitig auch Mantelwellen verhindern.
Auswahl des Antennendrahtes
Auf Empfehlung von Martin, DK7ZB, habe ich mich beim Weidezaun-Lieferanten nach Antennendraht umgeschaut. Martin empfiehlt Stahldraht-Litze mit 1,6 mm Durchmesser. Sie ist preisgünstig, reißfest und leicht. Ich habe mich aber dann für Aluminiumdraht mit 2,0 mm Durchmesser entschieden. Der ist zwar etwas teurer und störrischer, aber sein elektrischer Widerstand bei 20 m beträgt nur 170 mΩ und sein Gewicht nur 170 g. Dagegen hat die Stahllitze 1,5 Ω und sie wiegt knapp das doppelte. In der Praxis mag beides allerdings völlig irrelevant sein. Aluminiumdraht ist relativ weich und läßt sich leicht biegen. Von der Rolle abgewickelt ist der Draht dennoch geneigt, seine Biegung zu behalten. Er schnurrt also wieder zusammen. Dem kann man leicht entgegenwirken, indem man ihn an einem Ende befestigt und dann mit einem Lederhandschuh oder einem Tuch an dem Draht entlang zieht, so daß er sich zwischen den Fingern leicht verbiegt, aber von der Spannung wieder geradegezogen wird. Wenn man das zwei- oder dreimal gemacht hat, bleibt der Draht im wesentlichen gerade.
Abstimmung des Drahtes
Nach dem provisorischen Aufspannen muß der Draht zunächst auf Resonanz gekürzt werden. Das geht heutzutage am praktischsten und zuverlässigsten mit einem vektoriellen Netzwerkanalysator (VNA) und sukzessivem Kürzen das Drahtes mit einem Seitenschneider. Das nachfolgende Bild zeigt das Smith Chart des mit dem DG8SAQ-VNWA gemessenen und mit SimSmith dargestellten Impedanzverlauf des letztlich 18,55 m langen Aluminiumdrahtes:
Impedanz des nackten Antennendrahts (18,55 m lang)
Die Reflexionsmessung habe ich bei der Installation nur auf dem 40m-Band bei 7.1 MHz durchgeführt. Wie man oben sieht, ist die Impedanz schon leicht im induktiven Bereich. Ich habe ein paar Zentimeter zuviel abgeschnitten. Für die höheren Frequenzen wäre es günstiger gewesen, noch ein paar weitere Zentimeter dazuzugeben. Dann wäre die Impedanz bei 40m und 20m zwar leicht in den kapazitiven Bereich verschoben, dafür wäre der Blindanteil bei 15m und 10m nicht ganz so hoch geworden. Vielleicht spanne ich gelegentlich einen neuen Antennendraht auf, der etwas länger ist.
Jetzt braucht man natürlich noch eine Anpassung, damit die Impedanz zumindest in die Nähe von 50 Ω kommt. Da der IC-7300, so wie die meisten modernen Transceiver, einen eingebauten Antenntuner hat, muß der Zielwert nicht sonderlich genau getroffen werden. Der Tuner gleicht Stehwellenverhältnisse bis 3,0 aus. Das bedeutet, daß die Impedanz der Antenne innerhalb des gestrichelten Kreises zu liegen kommen muß. Zu beachten ist, daß es sich um die Impedanz an der Antenne handelt und daß das Antennenkabel eine weitere Transformation bewirkt. Dessen Transformation verläuft allerdings auch wieder auf einem Kreis um den Mittelpunkt. Wenn man innerhalb des Kreises startet, endet man auch wieder innerhalb des Kreises. Allerdings muß man den Tuner neu abstimmen, wenn ein Kabel anderer Länge angeschlossen wird.
Für eine breitbandige Transformation, hier also von 7 bis 30 MHz, kommt nur ein HF-Transformator in Frage. Alle anderen Transformationen mit Spule, Kondensator oder Leitungen funktionieren nur auf einer einzigen Frequenz. Transformatoren im Kurzwellenbereich können verlustarm mit Ringkernen aufgebaut werden. Das wurde häufig beschrieben, auch im oben schon erwähnten Beitrag von DK7ZB.
Da ich zunächst nur die Impedanz bei 7,1 MHz gemessen hatte, die im Resonanzfall bei etwa 2,4 kΩ lag, war die nicht unlogische Schlußfolgerung, daß der Trafo ein Wicklungsverhältnis von 7:1 haben müsse, um auf 50 Ohm zu transformieren. Der erste Versuch mit einem selbstgewickelten Übertrager mit 21 Windungen und einer Anzapfung bei drei Windungen (als Spartrafo) schlug fehl. Meßwerte habe ich leider nicht archiviert, aber offensichtlich machen sich Kopplungsverluste und Windungskapazitäten so stark bemerkbar, daß die Ergebnisse weit weg vom erwarteten Wert liegen. Außerdem ist das Anlöten einer Anzapfung eine Fummelei.
Im zweiten Versuch habe ich mich mit einem Wicklungsverhältnis von 4:1 begnügt, drei Windungen primär und zwölf Windungen sekundär. Damit können die 2,4 kΩ immerhin auf 150 Ω heruntertransformiert werden, was gerade noch einem Stehwellenverhältnis von 3 entspricht und vom Transceiver auf die nötigen 50 Ω angepaßt werden kann. Das hat funktioniert und zwar auch hinreichend gut auf den höherfrequenten Bändern. Hier die Meßwerte mit dem 4:1 Trafo:
Wie man sieht, ist die Impedanz in weiten Teilen noch in den induktiven Bereich verschoben und außerdem in den höherfrequenten Bändern noch außerhalb des zulässigen Stehwellenverhältnisses. Das lässt sich mit einem passenden Kondensator kompensieren. Ein 68 pF Kondensator parallel zum Eingang bewirkt die nachfolgend gezeigte Verschiebung:
Impedanz des Antennedrahts mit 4:1 Trafo und 68pF Anpassung
Mit dieser Kompensation liegen nun die meisten KW-Amateurfunkbänder innerhalb des magischen SWR=3 Kreises und können so vom eingebauten Antennentuner auf die nötigen 50 Ω angepasst werden. Das 17-m-Band liegt knapp außerhalb, aber der Tuner des IC-7300 schafft das gerade noch im Normalbetrieb. Das 30-m-Band liegt deutlich außerhalb, kann aber noch im Notbetrieb (IC-7300 Emergency Mode) mit maximal 50W Ausgangsleistung verwendet werden. In diesem Notbetrieb kann der Antennentuner sogar auf den 80- und 160-m-Bändern noch eine brauchbare Anpassung finden.
Hier ein paar Fotos des fertigen Aufbaus:
Der Antennenhalter mit montierter AP-Dose und Anpasstrafo
Der Anpasstrafo ist in eine Elektroinstallations-Aufputzdose montiert. Nach unten ist eine SO239-Buchse zum Anschluß des Antennenkabels wasserdicht eingeschraubt. Außerdem ist nach rechts die Masse abgeführt und nach links die hochtransformierte HF.
Befestigung der Antenne am Balkongeländer
Der Anpasseinheit ist über eine kurze Stahldrahtlitze an einem Pfosten des Balkongeländers aufgehängt. Eine passende Gelenkbolzenschelle wurde mit einer längeren Schraube versehen, auf die eine Ringschraube aufgeschraubt ist. Die Stahldrahtlitze ist mit Drahtseilklemmen verschraubt und soweit möglich wurden auch passende Kauschen eingesetzt. Alle Stahlteile sind aus V2A oder V4A Edelstahl. Das Balkongeländer ist geerdet und dient als Gegengewicht für die Antenne.
Die Unterseite der Antennenhalters ist aus PVC gefräst
Der Halter für die Antenne und die Anpassung ist aus 8 mm Hart-PVC gefräst, auf dessen Oberseite eine kupferkaschierte Epoxy-Platine verschraubt ist.
Der 4:1 Übertrager in einer hoffentlich wasserdichten Aufputzdose
Die Epoxy-Platine ist 2,4 mm dick und beidseitig mit 175µ Kupfer beschichtet. Nicht benötigtes Kupfer wurde weggefräst.
In diesem Foto sieht man auch den bewickelten Ringkern vom Typ Amidon FT140-77. Da Ringkerne ja nach verwendetem Material einen niedrigen ohmschen Widerstand haben, wurde er hier mit Teflonband umwickelt. Das gibt es für wenig Geld in der Wasserinstallationsabteilung im Baumarkt. Es sind primär drei und sekundär zwölf Windungen aufgebracht. Unterhalb des Ringkerns, hier nicht zu sehen, ist der 68-pF-Kondensator angelötet.
Obwohl die Antenne nun fest montiert und seit einigen Monaten im Einsatz ist, sehe ich sie nicht als Dauerlösung an. Das blanke Kupfer wird schon in Kürze korrodieren und die Drahtaufhängung wird trotz der Kauschen irgendwann das PVC verschleißen. Dann baue ich halt was neues…
