Die erste Version des neuen Antennenumschalters V2.0 hatte ein paar kleine Schwächen. Damit hätte ich leben können, aber im Bestreben nach einer optimalen Lösung, habe ich das Design überarbeitet. Die wesentliche Änderung betrifft die Impedanz der Leiterbahnen für den zentralen Anschluß, der zum Transceiver führt. Diese Leitungen sind nun wesentlich kapazitätsärmer ausgeführt und haben auch keine 50 Ω Impedanz mehr. Darüberhinaus wurden ein paar Fehler korrigiert und der Außenleiter der SMA-Buchsen wird nicht mehr auf die Platinenunterseite geführt, sondern direkt an die Massefläche auf der Oberseite angelötet. Die Ableitwiderstände wurden durch SMD-Typen auf der Unterseite ersetzt. Sie sind mit einem Pad direkt auf der 50-Ω-Leitung aufgelötet, so daß ihr Einfluß auf die Impedanz vernachlässigbar ist.
Hier die KiCad-3D-Ansicht der neuen Version:
3D-Ansicht des Antennenumschalters V2.1
Hier das KiCad-Projekt und der zugehörige Schaltplan:
Der Anschluß für ein DCF77-Modul ist reine Spielerei und soll hier nicht weiter besprochen werden. Das RS-485-Treibermodul und das aufgesteckte CPU-Board (in der 3D-Ansicht nicht dargestellt) wurden bereits beschrieben. Daher sollen hier nur die Meßergebnisse des neuen Antennenumschalters vorgestellt werden.
Die Messergebnisse
Bekanntlich gilt: wer mißt, mißt Mist. Die Unterschiede zu meinen vorherigen Messungen des V2.0er Boards waren auffällig, so daß ich auch diese Messungen unter gleichen Bedingungen und mit gleicher Kalibrierung nochmal wiederholt habe. Die Abweichungen erkläre ich mit der Tagesform des Meßgerätes und des Operateurs. Bei den heutigen Messungen habe ich auch andere Meßkabel verwendet, was aber eigentlich durch die Kalibrierung ausgeglichen sein sollte. Außerdem stelle ich nicht zum ersten mal fest, daß es einen erkennbaren Unterschied macht, wie fest man die SMA Stecker aufschraubt. Es ist wohl doch etwas an der Expertenempfehlung, einen Drehmomentschlüssel zu verwenden. Sowas habe ich in dieser Drehmomentklasse allerdings nicht zur Verfügung.
Hier die erneut durchgeführte Durchgangs- und Reflexionsmessung exemplarisch vom TRX-Eingang zum Ant1-Ausgang des 2.0er Boards:
Transmissions- und Reflexionskoeffizienten (s21 und s11) Antennenumschalter V2.0; TRX auf Ant1
Unter identischen Bedingungen gemessen die neue Version V2.1:
Transmissions- und Reflexionskoeffizienten (s21 und s11) Antennenumschalter V2.1; TRX auf Ant1
Man erkennt eine deutliche Verbesserung, muß aber zugeben, daß die aus der SimSmith-Simulation erhofften Werte nicht erreicht wurden.
Um die Ursache näher zu ergründen, habe ich dieselben Messungen auf jeweils einem unbestückten Board wiederholt. Nur die beiden SMA-Buchsen wurden aufgelötet und das durchgeschaltete Relais wurde durch ein kurzes Stück Draht ersetzt.
Transmissions- und Reflexionskoeffizienten (s21 und s11) Antennenumschalter V2.0; TRX auf Ant1, Direktverbindung ohne RelaisTransmissions- und Reflexionskoeffizienten (s21 und s11) Antennenumschalter V2.1; TRX auf Ant1, Direktverbindung ohne Relais
Auch diese Messung zeigt deutliche Verbesserungen der Version 2.1 gegenüber 2.0. Der Unterschied zu den oben gezeigten Messungen ist der Beitrag des Relais. Der lässt sich nur durch die Auswahl eines besser geeigneten Relais verringern.
Der Vollständigkeit halber habe ich auch noch Rückwärtsmessungen durchgeführt, also die Antennenbuchsen als Eingang und die TRX-Buchse als Ausgang verwendet. Diese Messungen werden üblicherweise als s12- und s22-Messungen bezeichnet. Wegen der bidirektionalen Natur des Antennenumschalters zögere ich etwas, mit den Begriffen „vorwärts“ und „rückwärts“, das ist aber wahrscheinlich Haarspalterei.
Transmissions- und Reflexionskoeffizienten in Rückwärtsrichtung (s12 und s22) Antennenumschalter V2.0; Ant1 auf TRXTransmissions- und Reflexionskoeffizienten in Rückwärtsrichtung (s12 und s22) Antennenumschalter V2.1; Ant1 auf TRX
Der geplante Einsatzbereich dieses Antennenumschalters umfasst den Kurzwellenbereich und die unteren UKW-Bänder 6m und 4m. Bis 30 MHz bleibt das Stehwellenverhältnis unter 1,1, bis 70 MHz unter 1,3. Die Durchlassdämpfung bei 30 MHz liegt bei 0,03 dB, bei 70 MHz bei 0,09 dB. All diese Werte liegen für mich im völlig akzeptablen Bereich. Bei den 100 Watt, die mein IC7300 auf Kurzwelle liefert, liegt die Verlustleistung bei knapp 410 mW und im 4‑m-Band bei knapp 730 mW. Nur ein Teil dieser Verlustleistung wird im Relais umgesetzt, der Rest in den Steckverbindern und den Leiterbahnen.
Es ist zwar nirgends spezifiziert, aber 2 W Verlustleistung würde ich dem Relais ohne Probleme auf Dauer zumuten. Rechnen wir damit, daß das Relais nur 2⁄3 der gesamten Verlustleistung abbekommt, dann reicht das sogar für die 750 Watt Dauerleistung, die uns hierzulande erlaubt ist.
Anhang
Leistungsberechnung aus s11 und s21
Man steht ja immer wieder vor der Frage, wieviel Leistung bei gegebener Eingangsleistung am Ausgang zur Verfügung steht und wieviel Leistung im Zweipol stecken bleibt, ihn also erwärmt. Man ist geneigt, einfach die Differenz von Eingangs- und Ausgangsleistung als den Verlust zu definieren. Das stimmt aber nicht, denn die reflektierte Leistung Pref darf man von der Eingangsleistung Pin abziehen. Damit errechnet sich die im Zweipol verbratene Verlustleistung PV zu:
PV = Pin - Pout - Pref
Da Leistungsverhältnisse normalerweise in dB angegeben werden, habe ich ein kleines Calc-Spreadsheet erstellt, das die Umrechnung erleichtert.
Nachtrag
Beim ersten Design hatte ich ein Relais dabei, das partout nicht zuverlässig schalten wollte. Nun hatte ich nur etwa 22 V angelegt, weil ich das Board mit einem 24-V-Netzteil versorgt hatte und hinter dem Regler eben nur 22 V übrigblieben. Laut Datenblatt soll aber schon eine Spannung von 19 V zum Umschalten genügen. Ich habe das Relais ausgetauscht und festgestellt, daß es auch bei 24 V aus dem Labornetzteil nicht zuverlässig umschaltet. Insbesondere wenn ich die Spannung einige zehn Sekunden lang angeschaltet ließ, kam es offensichtlich zu einer Erwärmung, die das Schalten verhinderte.
Ich habe jetzt alle übrigen noch nicht eingelöteten Relais durchprobiert (15 Stück), bevor ich sie weiter verwende. Die meisten schalten schon bei 16 V, eines braucht aber die spezifizierten 19 V zum Schalten. Sie entsprechen damit alle der Spezifikation, es zeigt sich aber eine gewisse Streuung. Vielleicht hat man mir auch eine schlechte Charge angedreht. Aufgrund dieser Erfahrung empfehle ich jedoch, vor einem Einbau solche Relais durchzuprobieren.
Noch ein Nachtrag, 22.10.2024
Heute ist ein schöner und sonniger Tag, genau passend um die letzten Außenarbeiten vor dem Wintereinbruch zu erledigen. Ideal zum Umrüsten des Antennentuners von 12 V Versorgungsspannung auf 28 V und anschließender Installation des neuen Antennenumschalters, der ja auch diese 28 V benötigt. Der Umschalter ist schon seit ein paar Tagen fertig und getestet, das neue Modul für den Tuner, das 28 V am Eingang verträgt und 12 V für dessen Relais erzeugt, ist auch getestet und einsatzbereit. Es muß nur gegen das alte Modul getauscht werden, mit allem drum und dran eine Sache von weniger als 30 Minuten.
Der Austausch des Antennenumschalters dauerte etwas länger. Ich musste das Gehäuse von der Wand abschrauben, dem Umschalter ersetzen und die Kommunikationsverbindungen neu verdrahten. Hier das Ergebnis:
Antennenumschalter V2.1 im wetterfesten Gehäuse. Jetzt noch Deckel drauf und fertig!
Der Antennenumschalter war eines meiner ersten Projekte, nachdem der Hausbau soweit abgeschlossen war, daß ich mich wieder den filigraneren Dingen zuwenden konnte. Es handelte sich dabei eigentlich um einen Prototypen, der aber so problemlos funktioniert, daß er zum Dauerzustand wurde. Die Leiterplatte ist gefräst und es sind monostabile Relais eingesetzt, von denen im eingeschalteten Zustand eines immer dauerhaft unter Strom steht. Es ist also an der Zeit, diesen Prototypen zu ersetzen.
Änderungswünsche
Im neuen Umschalter sollen das inzwischen verfügbare CPU-Board und das neue Relaistreiber-Board eingesetzt werden. Es sollen weiterhin sechs Antennen anschließbar sein und die nicht verwendete Antenne soll auf eine AUX-Buchse geschaltet werden. Da könnte zukünftig beispielsweise ein WSPR-Sender seine Arbeit verrichten, wenn die Antenne am Transceiver nicht gebraucht wird. Zum Absenken der Verlustleistung sollen die bisherigen monostabilen Relais durch bistabile Relais ersetzt werden. Außerdem soll der neue Antennenumschalter in der Lage sein, mit der geplanten neuen Versorgungsspannung von mindestens 28 V zu arbeiten.
Das Design
Wie üblich, hier zunächst die 3D-Ansicht des Antennenumschalters:
Da auch ein paar kleinere Fehler eingebaut wurden, soll hier auf des KiCad-Projekt verzichtet werden. Eine korrigierte Version 2.1 ist bereits erstellt und die werde ich dann auch veröffentlichen.
Die Schaltung
Die Schaltung ist unspektakulär und prinzipiell ähnlich zur ersten Version. Das Signal RF_IN vom Transceiver wird über Relais auf eine von bis zu sechs Antennen geschaltet. Jede einzelne Antenne und auch der Transceiver sind über 600-V-Gasentladungsröhren gegen hohe statische Ladungen geschützt. Außerdem ist an jeder Antenne ein 100 kΩ Widerstand vorgesehen, der solche Ladungen, auch wenn sie niedriger sind, ableiten soll.
Nach den guten Erfahrungen mit den im Antennentuner eingesetzten Hongfa-Relais vom Typ HFE60/12–1HST-L2 wollte ich bei dieser Serie bleiben. Allerdings brauchte ich diesmal einen Umschalter, statt nur eines Einschalters, also musste ich den Typ 1HDST-L2 einsetzen. Der war allerdings für kleine Bastler nur als HFE60P/24–1HDST-L2 zu bekommen, also der 24-V-Variante und auch nur als HFE60P im weißen Gehäuse. Der Unterschied zwischen HFE60 und HFE60P (außer der Gehäusefarbe) erschließt sich mir nicht auf Anhieb aus den Datenblättern. Ich tippe auf „automotive“ vs „commercial“ Qualifikation.
Es sind vier Bussteckverbinder auf der Leiterplatte vorgesehen, alle sind gleich beschaltet und austauschbar. Zwei davon gehen an zwei Buchsen am Gehäuse des Antennenumschalters. Eine davon stellt die Verbindung zur Steuerung und Spannungsversorgung im Shack her, die andere verbindet weiter zum nächsten Modul. Das letzte Modul in der Kette erhält einen Stecker mit einem Abschlußwiderstand. Die weiteren Bussteckverbinder sind für weitere Module im selben Gehäuse wie der Antennenumschalter reserviert, z.B. zukünftig ein WSPR-Sender.
Die Versorgungsspannung wird eigentlich über den Bus zugeführt, aber solange ich noch nicht auf 28 V umgestellt habe, kann der Umschalter auch alternativ über einen Hohlstecker versorgt werden.
Ein paar Taster und LEDs sind für die Funktion nicht nötig, aber sie helfen in der Entwicklungsphase. Die Taster sind falsch angeschlossen, was in der nächsten Version korrigiert wird.
Da ich kürzlich ein paar DCF77-Empfangsmodule gekauft habe, ist hier ein kleiner Stecker vorgesehen, um sie auszuprobieren. Vielleicht bleibt eines dieser Module dauerhaft im Umschalter, damit ist dann auch für WSPR immer die genaue Uhrzeit verfügbar.
Wie auf der dreidimensionalen Ansicht zu erkennen ist, sind die Relais diesmal sternförmig angeordnet. Die Idee ist natürlich, die Leiterbahnen zu den Relais möglichst kurz zu halten.
Die Leiterbahnen für die Hochfrequenz sind als impedanzangepasste 50‑Ω‑Leitungen verlegt. Daher sind sie auf der 1 mm dicken Leiterplatte 1,93 mm breit. Dem liegt noch ein kleiner Rechenfehler zugrunde, denn tatsächlich ist das Dielektrikum der 1‑mm‑Leiterplatte nur 0,9 mm dick und daher dürfte die Leiterbahn nur 1,69 mm breit sein.
Erste Messungen
Das Board ist inzwischen verfügbar und soweit bestückt, daß man es testen kann. Nachfolgend werden die Messungen vorgestellt.
Transmissions- und Reflexionskoeffizienten (s21 und s11) Antennenumschalter V2.0
Hier ist exemplarisch einer der sechs Kanäle gezeigt, die Unterschiede zwischen den einzelnen Kanälen sind marginal. Gemessen wurde s11 und s21, also Reflexion und Transmission. Die Messung geht bis 200 MHz, aber nur der Kurzwellenbereich und die 6‑m- und 4‑m-Bänder sollen unterstützt werden.
Kapazitive Fehlanpassung
Im Smith-Diagramm erkennt man sofort, daß die Kapazität zwischen Ein- und Ausgang zu hoch ist, die Kurve läuft nach unten in den kapazitiven Bereich weg. Dementsprechend steigt der Reflexionskoeffizient wegen der immer größer werdenden Fehlanpassung bei 70 MHz auf etwa ‑20 dB. Das bedeutet im Klartext, daß von 100 Watt, die zur Antenne übertragen werden sollen, 1 Watt wieder zurückfließt. Die Durchlassdämpfung liegt bei derselben Frequenz bei ‑0,19 dB, was bei 100 Watt Eingangsleistung 4,3 Watt Verlust sind. Das ist nicht ganz wenig, aber ich habe nicht das allergrößte Vertrauen in die Genauigkeit der Messung von diesen kleinen Werten. Bei 30 MHz sieht die Rechnung deutlich besser aus: Durchlassdämpfung ‑0,05 dB (= 1,1 W Verlust bei 100 Watt) und Reflexionskoeffizient ‑28 dB (160 mW Rückfluß). Im zehnminütigen Dauerbetrieb bei 30 MHz an einer Dummy-Load zeigte sich mit der Wärmebildkamera keine deutliche Erhitzung in der Nähe des Relais. Die RG58-Zu- und Ableitungen sowie ihre Steckverbinder und Adapter wurden deutlich wärmer.
Wärmebild des Antennenumschalters bei Betrieb mit 100 Watt nach etwa 10 Minuten
Auch der Transceiver und die Dummyload werden deutlich wärmer, als der Antennenumschalter. So soll das natürlich auch sein.
Wärmebild des IC7300 Transceivers bei Betrieb mit 100 Watt nach etwa 10 MinutenWärmebild der Dummy Load bei Betrieb mit 100 Watt nach etwa 10 Minuten
Eine gewisse Reflexion und Durchlassdämpfung muß man wohl hinnehmen. Ob die Werte akzeptabel sind, liegt im wesentlichen an der verwendeten Leistung. Bei 750 Watt dürfte die Grenze überschritten sein, aber 100 oder auch 200 Watt sind bis 30 MHz sicher kein Problem.
Bei 30 MHz ist das Stehwellenverhältnis 1,09 und bei 70 MHz 1,22. Beide Werte sind hinnehmbar, aber das muß besser gehen, wie nachfolgend beschrieben.
Woher kommt die kapazitive Last?
Die HF-Leitungen sind als Microstrip-Leitungen mit einer Impedanz von 50 Ω geroutet. Sie sind auf der 1 mm dicken FR4-Leiterplatte 1,93 mm breit, was schon nicht ganz richtig ist, weil das Dielektrikum nur 0,9 mm dick ist. Die spezifizierte Leiterplattendicke beinhaltet auch die 2 x 35 µm dicke Kupferschicht und zweimal Lötstopplack von jeweils etwa 10 µm Dicke.
Hier ein Screenshot des fertig gerouteten RF_IN-Netzes:
Geroutetes RF_IN-Netz
Das RF_IN-Netz ist hervorgehoben, daneben sieht man die 50-Ω-Netze der jeweiligen Antenne vor dem Relais. Hier erkennt man das Problem: Das RF-IN-Netz ist soweit möglich mit 50-Ω-Leiterbahnen geroutet, obwohl immer nur ein Relais durchgeschaltet ist. Die nicht verwendeten Leiterbahnen wirken als kapazitive Last. Ihre Länge von 15 oder 20 mm ist bei den hier verwendeten Frequenzen völlig unerheblich. Es gilt die Daumenregel, daß alle Längen kleiner λ/100 normalerweise vernachlässigt werden können. Damit würden die 20 mm erst im 2‑m-Band bemerkbar.
Simulation mit SimSmith
Eine Abschätzung der Fläche des oben hervorgehobenen RF_IN-Netzes ergibt etwa 140 mm². Das wären bei der verwendeten Leiterplatte mit 0,9 mm Dielektrikum eine Kapazität von etwa 6,1 pF. Das versuchen wir mal mit SimSmith nachzubilden.
Um die Verhältnisse möglichst realitätsnah nachzubilden, wird diese Kapazität an den Generator angeschlossen und dann kommt eine 20 mm lange 50-Ω-Leiterbahn vom Ausgang des Relais bis zur Antennenbuchse. Hier ist eine Gasentladungsröhre angeschlossen, deren Kapazität im Datenblatt mit „<1 pF“ angegeben wird. Mit weiteren Streukapazitäten (z.B. am 100 kΩ Widerstand) schätze ich die Last auf dieser Seite mal auf 2 pF. Was sagt SimSmith dazu? Hier die Antwort:
einfache SimSmith-Modellierung mit 6.1 pF Last am Generator
Das sieht doch der oben gezeigten Messung mit dem VNWA schon ausgesprochen ähnlich. Auch das SWR bei 200 MHz von 1,64 weicht von den gemessenen 1,66 nur geringfügig ab.
Simulation mit Microstrip-Leitungen
Mit am Ende offenen Microstrip-Leitungen kann man die Verhältnisse mit SimSmith auch noch etwas eleganter modellieren.
SimSmith-Modellierung mit Microstrip-Leitungen am Generator
Hier sind fünf offene 50-Ω-Leiterbahnen am Generator angeschlossen, die sechste geht an die Last. Die Längen der Microstrip-Leitungen sind mit 7 bis 20 mm an die tatsächlichen Längen angenähert. Siehe da, auch dieses Modell simuliert erstaunlich genau die gemessenen Werte.
Verbesserungsmöglichkeiten
Damit ist die Ursache für die kapazitive Belastung eindeutig belegt. Was kann man nun in einem neuen Design dagegen machen? Ganz klar, die Kapazität der Leiterbahnen verringern. Sie müssen also viel schmaler werden, wodurch automatisch ihr Wellenwiderstand steigt. Bleiben wir zunächst bei der gewählten Leiterplattendicke von 1 mm (0.9 mm Dielektrikum) und machen die Leiterbahnen extrem schmal, nur 0,3 mm breit. Was sagt nun die Simulation?
Für diese Dimensionierung errechnet sich ein Wellenwiderstand von etwa 105 Ω. Setzen wir das in die vorherige SimSmith-Simulation mit Microstrip-Leitungen ein, ergibt sich folgendes Bild:
SimSmith-Modellierung mit 105-Ohm-Microstrip-Leitungen am Generator
Jetzt ergibt sich ein SWR von 1,1 bei 200 MHz. Das geht also zweifellos in die richtige Richtung.
Überlegungen zum Redesign
Die Anforderung ist also einfach nur, die Kapazität der Leiterbahnen so gering wie möglich zu machen. Das bedeutet, sie müssen so schmal wie möglich werden und die Leiterplatte so dick wie möglich. Als begrenzende Bedingungen kommt aber dazu, daß auch weiterhin 50-Ω-Leiterbahnen hinter den Relais gebraucht werden. Sie dürfen aus Platzgründen nicht beliebig breit werden. Außerdem sollen die nun drastisch verschmälerten Leiterbahnen immer noch die geforderte Leistung übertragen können. Falls das knapp wird, kann man die Leiterbahndicke von den üblichen 35 µm auf 70 µm verdoppeln.
Bei der Entscheidungsfindung helfen die KiCad Tabellen und Berechnungswerkzeuge weiter. Damit kann man Leiterbahnbreiten und Leiterbahnabstände für die benötigten Strom- und Spannungsbelastungen berechnen. Außerdem berechnet KiCad den Wellenwiderstand von Übertragungsleitungen.
Schauen wir zunächst mal, was technisch zu vernünftigen Preisen machbar ist. Ein unverbindlicher Blick in die Preisgestaltung von JLCPCB („instant quote“ klicken) hilft weiter. Schauen wir aus den oben genannten Gründen nur auf die dicksten Leiterplatten und wählen die bleifreie Oberfläche, damit eventuelle Probleme bei der Einfuhr gleich im Ansatz vermieden werden. Für fünf doppelseitige Leiterplatten der Größe 100 mm x 200 mm werden folgende Preise verlangt (30.09.2024):
Dazu kommt jeweils der Versand und die Einfuhrumsatzsteuer. Außerdem ist in dieser Tabelle die Leistung angegeben, die eine 0,5 mm breite Leiterbahn bei einer Temperaturerhöhung um 10 K übertragen kann. Z0 gibt den Wellenwiderstand dieser Leiterbahn an.
Entscheidung für die Version 2.1
Man kann hier lange hin- und herexperimentieren, welche Option denn nun die günstigste ist. Um es kurz zu machen: ich habe mich für die Option 2 entschieden, also 1,6 mm Leiterplattendicke und 70 µm Kupferauflage. Ich gehe davon aus, daß das Dielektrikum auch bei dieser Kupferauflage dasselbe ist, wie bei 35 µm, also 1,5 mm. Das ist nirgends klar dokumentiert, aber der Unterschied wäre auch gering. Die RF_IN Leiterbahnen werden dann 0,5 mm breit und haben einen Wellenwiderstand von 106 Ω, die 50-Ω-Leiterbahnen werden 2,809 mm breit. Die Simulationsergebnisse sind praktisch identisch zu den oben gezeigten mit 105 Ω. Ein SWR von 1,1 kann für 200 MHz erwartet werden, bei 70 MHz immer noch besser als 1,04. Naja, in der Praxis wird es nicht ganz so ideal sein.
Die 0,5 mm breiten Leiterbahnen können einen Strom von 2,4 A leiten, wenn eine moderate Erwärmung von 10 K zugelassen wird. Das sind über 280 Watt Dauerleistung, für mich mehr als ausreichend. Selbst bei den in Deutschland maximal zulässigen 750 Watt, ist bei Dauerleistung eine Erwärmung der Leiterbahn um maximal 30 K zu erwarten. Auch das führt nicht zum Ableben der Leiterplatte, erst recht nicht, wenn wie bei CW oder SSB der Scheitelfaktor deutlich unter 1 liegt.
Bei einer Leistung von 750 Watt beträgt die Effektivspannung knapp 200 V. Für die Spannungsfestigkeit müssen wir allerdings mit den Spitzenwerten rechnen und nehmen daher großzügig 300 VSS an. Für diese Spannung ergibt sich ein Mindestabstand der Leiterbahnen von 0,4 mm (B4 – Außenleiter, mit Schutzschicht (jede Höhe)). Im neuen Design gelang es ohne besonderen Aufwand, einen Mindestabstand von 0,9 mm einzuhalten. Das reicht laut Tabelle für bis zu 500 VSS aus. Das sind 350 Veff, was einer maximalen Leistung von fast 2,5 kW entspräche. Die maximale Spannung begrenzt die Leistung also nicht.
Hier ist nun ein Screenshot der überarbeiteten Version:
Geroutetes RF_IN-Netz der überarbeiteten Version V2.1
Auch hier ist wieder das RF_IN-Netz mit 0,5 mm Breite hervorgehoben. Außerdem sind nun die SMA-Buchsen im 30°-Abstand gleichmäßig um das Zentrum herum verteilt und ein paar Millimeter weiter nach außen verschoben. Damit sollte das Verschrauben der Koaxkabel etwas vereinfacht sein. Den SMA-Buchsen stehen Amputationen ihrer vier äußeren Beinchen bevor. Nur der Mittelleiter wird unten angelötet, während der Außenleiter wie ein SMD-Bauteil nur auf der Oberseite angelötet wird. Damit kann die 50-Ω-Leiterbahn in voller Breite an den mittleren Pin angeschlossen werden.
Die Bestellung der Leiterplatten ist raus und ich werde berichten, sobald sie angekommen, bestückt und ausgemessen sind.
Auch wenn ich erst kürzlich ein neues Relaistreiber-Board vorgestellt habe, musste nun eine weitere Revision folgen. Der Grund ist, daß ich die Versorgungsspannung erhöhen will.
Das Problem mit der Versorgungsspannung
Die Außengeräte, z.Zt. nur ein Antennenumschalter und ein Antennentuner, werden vom Shack aus mit ihrer Betriebsspannung versorgt. Das geschieht über preiswerte CAT5-Kabel mit vier paarweise verdrillten Adern. Eines dieser Paare überträgt die Daten über eine bidirektionale RS485-Schnittstelle und ein weiteres Adernpaar überträgt die Versorgungsspannung. Es bleiben also zwei Paare ungenutzt als Reserve.
Bisher werden die außenseitigen Geräte mit 12 VDC versorgt. Das funktioniert auch ganz gut. Es kommen an den Modulen etwas über 11 Volt an, weil eine in Flußrichtung gepolte Schottky-Diode als Verpolungsschutz eingebaut ist und weil ein paar Millivolt an den Leitungen abfallen. Das reicht, um ein 12-V-Relais zu schalten, aber eleganter wäre es natürlich, wenn die Betriebsspannung direkt im Modul erzeugt würde. Das CPU-Board hatte ich beim letzten Redesign schon mit einem Schaltregler ausgestattet, so daß es problemlos mit Spannungen bis 30 V betrieben werden kann, mit einem kleinen Umbau auch mehr.
Als weiterer Anstoß für eine Überarbeitung des Treiber-Boards kam nun hinzu, daß ich die für einen neuen Antennenumschalter vorgesehenen bistabilen Relais nur in der 24-V-Variante bekomme. So fiel die Entscheidung, die Versorgungsspannung soweit zu erhöhen, daß lokal im Modul eine Spannung von bis zu 24 V erzeugt werden kann. Dann kann man einen SimpleSwitcher von TI im SOT-23-Gehäuse als Buck-Konverter einsetzen. Die ursprüngliche Idee, wegen der Verfügbarkeit geeigneter Steckernetzteile gleich auf 36 V zu gehen, habe ich wieder verworfen. Es ist mir zu nahe an der Spannungsfestigkeit der verbauten Abblockkondensatoren (50 V). Als Zwischenwert bieten sich 28 V an, wofür es auch passende Steckernetzteile gibt, wenn auch mit geringerer Auswahl. 28 V reichen auch völlig, um 24 V oder jede andere niedrigere Spannung zu generieren.
Gefertigt wird wieder bei JLCPCB in China, 10 Module für weniger als 100 Euro. Allerdings wird nur die Unterseite bestückt, die Oberseite und die Stiftleisten muß ich selber auflöten.
Kurzbeschreibung
Als Schaltregler wird ein TI SimpleSwitcher vom Typ LMR16006X eingesetzt. Sein etwas höher getakteter Bruder mit Y‑Suffix wird bereits im CPU-Board verwendet. Die Y‑Variante ist aber eigentlich ab 24 V nicht mehr verwendbar, daher habe ich mich hier für die X‑Variante entschieden. Das eingebaute Widerstandsnetzwerk erzeugt 12 V, wenn man R11 entfernt, werden 24 V generiert. Andere Spannungen erfordern die Bestückung passender Widerstände auf der Oberseite (R17 und R18). 300 mA sollten dauerhaft entnommen werden können. Der Schaltregler könnte auch 600 mA liefern, dafür ist aber die Speicherdrossel etwas unterdimensioniert. Kurzzeitig geht es dennoch, aber im Dauerbetrieb wird die Drossel dann zu warm.
Der Glättungskondensator C10 ist ein Tantalkondensator, der manuell auf der Oberseite aufgelötet wird. Hier ist das übliche „Voltage Derating“ zu beachten. Tantalkondensatoren dürfen nur langsam auf ihre maximal zulässige Betriebsspannung aufgeladen werden, sonst werden sie zerstört. Die im Schaltplan angegebenen 35 V reichen nicht aus, wenn 24 V erzeugt werden (durch eigene Versuche erhärtet). Die Spannungsfestigkeit sollte mindestens doppelt so hoch sein, wie die generierte Spannung (50% voltage derating). Bei 24 V muß also zwingend ein 50-V-Typ eingesetzt werden.
Anders als bei der vorherigen Version wurde diesmal ein TBD62083A im SSOP-18-Gehäuse als low-side-Treiber eingesetzt. Das lag einfach daran, daß der ULN2803 im QFN-Gehäuse beim Leiterplattenhersteller JLCPCB gerade nicht verfügbar war.
Als Schutzdiode gegen Überspannungen wurde eine SMBJ36A eingesetzt. Sie wird laut Datenblatt bei mindestens 40V leitend, wäre also für ein 36-V-Netzteil mit 10% Toleranz geeignet. Im CPU-Board ist ein SMBJ28A verbaut, der bei mehr als 28 V Versorgungsspannung getauscht werden müsste. Auch das ist ein Grund, bei 28 V zu bleiben.
Dieser Relaistreiber ist inzwischen auf einem Antennenumschalter in Betrieb, der die oben erwähnten 24-V-Relais verwendet. Das Projekt werde ich in Kürze beschreiben.
FreeCAD ist ein 3D-Designprogramm, das ich schon seit ein paar Jahren verwende, um mehr schlecht als recht 3D-Modelle für meine KiCad-Projekte zu erstellen. Dabei ging es eigentlich immer nur darum, „quick-and-dirty“ ein grobes Anschauungsmodell zu haben, das zumindest ungefähr maßstabsgerecht eine Leiterplatte zeigt. Das ist sehr hilfreich, ich möchte keine Leiterplatte mehr ohne 3D-Modell entwickeln.
Nachdem ich vor einigen Monaten einen 3D-Drucker angeschafft habe, musste ich mich intensiver mit FreeCAD beschäftigen, insbesondere auch mit der Möglichkeit, 3D-Modelle per Python-Skript zu erzeugen. Das hat erhebliche Vorteile gegenüber der grafischen Eingabe, das Modell wird parametrisierbar. Wenn man bei dem ersten gedruckten Prototypen feststellt, daß das Modell doch besser zwei Millimeter kürzer und einen halben Millimter dicker sein soll, dann ändert man die beiden Werte im Python Quelltext und führt das Makro erneut aus. Anders als diese Änderungen mit der grafischen Oberfläche durchzuführen, dauert das nur wenige Sekunden. Wenn man sich etwas mit FreeCAD und der Python Programmierung beschäftigt hat, dann dauert das auch nicht länger, als die grafische Modellerstellung.
Sowohl Python als auch FreeCAD sind hervorragend dokumentiert. Man findet im Internet auf jede Frage eine Antwort. Ich will nur auf eine Seite hinweisen, die mir sehr geholfen hat und die ich immer noch als Nachschlagewerk benutze: Topological data scripting. Bei Unklarheiten kann man sehr schnell Dinge ausprobieren. Ein Versuch dauert nur wenige Sekunden, weil ein Skript nicht übersetzt und gelinkt werden muß, sondern direkt ausgeführt wird. Die Fehlermeldungen sind aber leider nicht immer selbsterklärend. Ein Fallstrick sei noch erwähnt, der mich anfangs viele Nerven gekostet hat: ein Unterprogramm in einer eigenen Datei wird beim Neustart des Hauptprogramms nicht automatisch neu geladen. Python behält die alte Version im Speicher und ersetzt sie nicht durch eine geänderte Version. Man muß FreeCAD beenden und neu starten, damit die Datei neu eingelesen wird.
Nachfolgend sind einige kleine Projekte gezeigt, die dem Anfänger als Beispiel zur Python-Programmierung unter FreeCAD dienen sollen. Am Anfang des Quelltextes sind jeweils die veränderlichen Parameter definiert. Farben sind so gewählt, daß die einzelnen Elemente am Monitor gut sichtbar sind. Das sind nicht unbedingt die Farben, die später gedruckt werden. Die einzelnen Elemente können in FreeCAD angezeigt oder verborgen werden, indem man sie auswählt und dann die Leertaste drückt. Die Macros sind mit 7zip komprimiert.
Gehäuse
Dieses FreeCAD-Skript erzeugt ein kleines Gehäuse, in dem beispielsweise eine Leiterplatte eingebaut werden kann. Dazu werden ein paar Noppen erzeugt, in die selbstschneidende Schrauben eingeschraubt werden können. Auch ein passender Deckel wird generiert.
Für runde Wurstdosen gibt es inzwischen Abdeckungen in verschiedenen Größen. Die Abmessungen von Fischdosen scheinen nicht standardisiert zu sein. Hier ist ein Skript, das eine passende Abdeckung für Appel-Fischkonserven generiert.
Deckel für eine Appel Fischdose aus TPU
Für längliche (Fisch-)dosen anderer Hersteller kann das Skript entsprechend parametrisiert werden. Es empfiehlt sich der 3D-Druck mit einem weichen Material, z.B. TPU.
Dieses Projekt wurde hier bereits vorgestellt, soll aber der Vollständigkeit halber auch hier nochmal erwähnt werden.
Umhausung für die BL1005
Für diese Umhausung habe ich noch einiges an Zubehör entworfen:
Halteschienen für die Acrylglasscheiben
Die Acrylglasscheiben sind ein paar Millimeter breiter als der Abstand der Aluprofile, damit sie in deren Nut fixiert werden können. Damit sie fest sitzen, müssen sie allerdings in eine passende Halteschiene eingefasst werden.
Halteschienen aus TPU
Diese Halteschienen sind aus weichem TPU gedruckt und können mit diesem Skript erstellt werden. Die Anzahl der Schienen, ihre Länge und die Dicke des Acryls können parametriert werden.
Profilgummi
Die oben gezeigten Halteschienen müssen nicht umlaufend auf allen Seiten der Acrylglases angebracht werden. Dort wo sie fehlen, tendiert das Acryl allerdings zum Wackeln und Lärmen. Um das zu verhindern kann man Profilgummi (TPU) beiderseits der Scheibe in die Nut stecken.
Die vordere rechte Seitenscheibe ist verschiebbar und sie muß daher an der Außenseite angebracht werden. Dafür werden Gleiter benötigt, die in die obere und untere äußere Nut des Aluprofils passen und darin verschiebbar sind. Sie benötigen Befestigungsbohrungen für die Acrylscheibe.
Gleiter für Acrylglas
Die Gleiter werden mit diesem Skript erstellt. Es werden jeweils zwei dieser Gleiter in das obere und untere Profil eingesetzt. In die Bohrung wird ein M4-Gewinde geschnitten und die Acrylglasscheibe von außen festgeschraubt.
Halterung für Möbelgriffe
An verschiedenen Stellen der Umhausung sind zum leichteren Anheben Möbelgriffe angebracht. Sie sind an eine Halterung festgeschraubt und können so in die Nut des Aluprofils geschoben werden. Sie werden mit dem oben gezeigten Skript für Gleiter erzeugt. Die auskommentierten Werte müssen entsprechend geändert werden. Es wurden Möbelgriffe mit einem Abstand der Bohrungen von 128 mm gewählt.
Halter für Möbelgriff
Halter für Möbelgriff von unten
Zwei M4-Senkkopfschrauben werden von unten durch den Gleiter gesteckt und befestigen den Griff. Damit der Gleiter nicht verrutscht, wird er mit zwei M4-Madenschrauben festgeklemmt, die unter dem Griff zugänglich sind. Hier müssen nach dem Drucken zwei Gewinde geschnitten werden. Wenn das Material weich genug und die Bohrung groß genug ist, kann man auch die Madenschrauben direkt eindrehen.
Spule
Für verschiedene KiCad-Projekte brauchte ich immer wieder 3D-Modelle von selbstgewickelten Luftspulen.
Luftspule
Mit etwas Übung geht das zwar auch in der grafischen Oberfläche recht schnell, aber ein Skript ist doch eleganter. Es wird nur die Wendel erzeugt, nicht die Anschlußdrähte.
Auch eine Luftspule braucht schonmal einen Halter, insbesondere wenn der Draht dünn ist und der Windungabstand eingehalten werden soll.
Halter für Luftspule
Dieser Halter kann mit einem 3D-Drucker erstellt werden. Sein elektrischer und magnetischer Einfluß auf die Spule ist vernachlässigbar, es bleibt damit eine Luftspule. Als Wickelkörper ist dieser Halter eher nicht zu gebrauchen, besonders wenn die Wand dünn ist. Er eignet sich aber gut zum Einschrauben in eine bereits gewickelte Spule.
Gelegentlich benötigt man Fittings um Rohre oder Schläuche zu verbinden. Aktuell benötigte ich einen Adapter für meinen Staubsauger, damit ich ihn an den Spiralschlauch zur Absaugung an der Fräse anschließen kann. Sowas ist schnell mit FreeCAD gezeichnet, wenn das Ergebnis dann aber nicht passt, geht die Arbeit (fast) wieder von vorne los. Also habe ich ein Python Skript für diese Aufgabe geschrieben. Hier ein Beispiel:
Fitting-Beispiel mit Außen- und Innenmuffe
Zur Benamung: ein Fitting hat zwei Seiten, an jeder eine Muffe. Möglicherweise nicht im Einklang mit den Fachtermini bezeichne ich sie als Innenmuffe oder Außenmuffe. Eine Innenmuffe wird in das Anschlußrohr eingesteckt, eine Außenmuffe umschließt ein Anschlußrohr. Das sind erstmal nur Namen und der Unterschied im Skript ist nur der, daß man bei einer Außenmuffe deren Innendurchmesser angeben muß, damit sie auf ein entsprechendes Rohr passt. Bei einer Innenmuffe gibt man ihren Außendurchmesser an, damit sie in das Rohr eingesteckt werden kann. In beiden Fällen kann man den vorderen und den hinteren Duchmesser angeben, damit die Muffe konisch zulaufen kann.
Die Wandstärke ist für jede Muffe unabhängig wählbar und jede der beiden Muffen kann geschlitzt werden. Länge, Breite und Anzahl der Schlitze sind unabhängig einstellbar. Die Schlitze erleichtern das Einstecken der Muffe und wenn nötig gestatten sie das Anbringen einer Schlauchschelle.
Die Länge des Übergangsstücks zwischen beiden Muffen kann man entweder direkt eingeben oder man wählt den Winkel der Außenkante, dann bestimmt das Skript die Länge selbst.
Auch hier sind mögliche Fehler nicht vollständig abgefangen. Wenn man Mist eingibt, wird auch Mist generiert.
Aufbewahrungsdose
Nachdem ich mich kürzlich mal wieder über meine notorische Unordnung geärgert habe, musste endlich eine Lösung her. Über die Jahre und Jahrzehnte haben sich einzelne Bauelemente (meist Halbleiter, aber auch Relais, ZF-Filter und passive Bauteile) angesammelt, die lose, in kleine Kisten oder unhandlichen Stangen herumlagen und bei Bedarf sowieso nicht auffindbar waren. Als Lösung boten sich mit dem 3D-Drucker auf Maß gefertigte Dosen und Döschen an. Daher habe ich das oben schon gezeigte Skript für die Seifendose passend erweitert.
Ein Einleger ist nicht mehr nötig und wurde ersatzlos gestrichen. Dafür bekam der Boden eine optionale Nut zum Einrasten des Deckels, der dazu die passenden Noppen als Gegenstück bekam. Außerdem können, wiederum optional, vier Griffmulden in den Deckel eingelassen werden, damit dieser mit dem Fingernagel oder notfalls einem Schraubenzieher besser geöffnet werden kann. Hier ist das Python-Skript dazu.
Die Abmessungen können auch hier wieder im Quelltext nach eigenen Anforderungen eingegeben werden. Der Einfachheit halber habe ich drei Standard-Konfigurationen vorgegeben, von denen eine durch die logischen Variablen „IC_klein“, „IC_gross“ oder „mittelgroß“ ausgewählt werden kann. Das kann natürlich alles nach Belieben angepasst werden.
Greifvogel als Fenstermotiv
Bedauerlicherweise gibt es bei uns immer wieder tödliche Flugunfälle von Vögeln, die gegen eine Glasscheibe fliegen. Es gibt Fensteraufkleber mit Greifvögeln zu kaufen, die aber oft nur DIN A4 groß sind, manchmal sogar mehrere Vögel auf einem Blatt. Das ist witzlos. Größere Blätter kosten leicht über 20 Euro, wenn man überhaupt welche findet. Hier ein Modell für einen 3D-Drucker, dessen Größe nur durch den Drucker begrenzt ist:
Mit ABS gedruckt ist das Motiv einigermaßen UV- und wetterfest.
Schatulle für Jägermeister
Ein Nachbar hatte den Wunsch, ein Behältnis für kleine Jägermeister-Fläschchen auf seinen Ski zu kleben. Da konnte ich mit meinem 3D-Drucker gerne weiterhelfen:
Durch die unteren Schlitze wird ein Klettband geschoben, das die Flasche befestigt. Die Griffmulden darüber erleichtern das Herausnehmen der Flasche und die hintere Kante verhindert ein Herausfallen.
Dieser Entwurf ist in Grenzen parametrierbar. Ich habe dabei gelernt, wie FreeCAD mit Spreadsheets funktioniert.
Deckel für Rührschüssel einer Graef Küchenmaschine
Da wir regelmäßig Brot backen, haben wir uns kürzlich eine neue Küchenmaschine gekauft. Wir setzen gerne einen Vorteig an, der über Nacht im Kühlschrank reifen muß. Man braucht also einen Deckel für die Rührschüssel, hier ist er:
Deckel für die Schüssel einer Graef Küchenmaschine
Der Deckel hat umlaufend einen eingekerbten Rand, so daß er fest auf der Schüssel schließt. Ich habe ihn aus flexiblem TPU gedruckt. Er hat außerdem eine umlaufende Tropfkante, die das Ablaufen von Kondenswasser über den Rand hinaus verhindert.
Auch dieses Design ist über ein Spreadsheet parametrierbar.
Seilrolle
Beim Bau von Langdrahtantennen werden immer wieder Rollen verschiedener Durchmesser und Breite benötigt. Eine Rolle allein reicht aber nicht, denn beim Ausschieben des Antennenmastes springt immer wieder das Seil oder der Antennendraht aus der Rolle und man muß wieder von vorn anfangen. Es führt also kein Weg an einem „Schutzblech“ vorbei, das das Seil in der Rolle hält. Hier ein parametrierbares FreeCAD 3D-Design:
Die wichtigsten Parameter können wieder im eingebauten Spreadsheet ausgewählt werden, z.B. der Rollendurchmesser, der Seil-/Drahtdurchmesser, der Durchmesser der Bohrung für das Gleitlager und der Winkel des Schutzblechs.
Gedruckt habe ich die Konstruktion mit ABS, in der Hoffnung auf hinreichende UV- und Wetterfestigkeit. Dennoch wird die Lebensdauer im Freien begrenzt sein.
Rolle und Klemme für Antennenmast
Nun ist zum wiederholten Male die Abspannung an meinem Antennenmast gerissen. Die billigen Schnüre aus Supermarkt-Sonderangeboten halten einen oder bestenfalls zwei Sommer lang und dann sind sie vom Wetter und vom UV-Licht zerfressen. Für eine dauerhafte Lösung führt kein Weg an wetterfesten Abspannseilen vorbei. Da ich den 12-m-Mast also sowieso einfahren musste, habe ich die Gelegenheit genutzt, um neue Seilrollen für den Antennendraht einzubauen. Die alten Seilrollen waren zwar noch in Ordnung, aber sie waren fest am jeweiligen Fiberglaselement angeklemmt und haben sich daher nicht immer in die Richtung der Zugkraft gedreht. Die neuen Rollen sollten daher drehbar angebracht werden.
Seilrollen
Hier zunächst aktuelle FreeCAD-Version der Rollen, die oben bereits vorgestellt wurden:
Das Modell ist per Spreadsheet konfigurierbar. Im Unterschied zur vorherigen Version wurde das „Schutzblech“ verstärkt.
Aufhängung der Rollen
Für die Aufhängung der Rollen habe ich zwei Varianten eines Rollenhalters entworfen. Beide sitzen locker auf dem jeweiligen Fiberglaselement, so daß sie horizontal drehbar sind. Die erste und mutmaßlich stabilere Version ist an einem Stück gedruckt:
Dieser Rollenhalter hat leider den Nachteil, daß er von oben in den Mast eigefädelt werden muß, man muß also alle Klemmen entfernen, die darüber sind. Das ist unschön und daher habe ich eine zweite Variante entworfen, die aus zwei Teilen besteht:
Das ist die Variante, die letztlich zum Einsatz kam. Rollenhalter und Klemme werden mit zwei 4‑mm-Schrauben verschraubt. Der Rollenhalter hat zu dazu 4‑mm-Einpressmuttern eingebaut. Das erleichtert den Zusammenbau, denn diese Muttern können nicht verloren gehen. Bei der vorherigen Version hatte ich allerdings Stoppmuttern verbaut, die sich nicht lösen können. Falls sich diese aktuelle Konstruktion über die Zeit lockert, könnte man statt der Einpressmuttern auch Stoppmuttern vorsehen.
Als Achse habe ich ein Messingrohr mit 8 mm Außendurchmesser verwendet. Der Innendurchmesser ist groß genug, um eine 70 mm lange Schraube mit einem Durchmesser von 6 mm hindurchzustecken. Ich habe beidseitig eine Unterlegscheibe verwendet und mit einer Stoppmutter soweit verschraubt, daß alles noch leicht beweglich aber dennoch fest ist. Das Rohr ist sicherlich verzichtbar, aber dann gleitet die Rolle direkt auf dem Gewinde, was vermutlich die Lebensdauer etwas einschränkt.
Der oben gezeigte Rollenhalter ist nicht festgeklemmt, damit er sich drehen kann. Das führt natürlich dazu, daß er auch vertikal verschiebbar ist. Nach unten kann er zwar nur bis zum nächsten Fiberglaselement rutschen, aber es sollte doch an einer Position festgeklemmt werden können. Dazu sind die hier gezeigten Klemmen vorgesehen:
Die Klemme hat einen Puffer, der aus TPU gedruckt und eingepresst wird. Er ist elastisch und verteilt die Kraft gleichmäßig auf das Fiberglaselement. Die Klemme bekommt auf einer Seite eine Einpressmutter, auf der anderen eine Schraube mit Unterlegscheibe.
So können zwei gleiche Klemmen gegeneinander verschraubt werden.
Ich habe jeweils unter und über jedem Rollenhalter ein solches Klemmenpaar montiert. Der Rollenhalter kann damit weder nach unten noch nach oben verrutschen und er ist dennoch drehbar gelagert. Das funktioniert bisher wie erwartet.
Alle Elemente habe ich mit ASA geduckt, was für den Außeneinsatz empfohlen wird. Es ist wetterfest und UV-verträglich und lässt sich sehr gut drucken, m.E. besser als ABS. Alle Schrauben, Muttern und Unterlegscheiben sind aus Edelstahl. Nunja, ewig wird’s dennoch nicht halten, aber ich hoffe, daß ich nun ein paar Jahre Ruhe habe.
Rolle, Rollenhalter und Mastklemme
Nachdem ich nun, wie oben beschrieben, mit neuen gedruckten Seilrollen und passenden Schutzblechen experimentiert habe, haben sich ein paar Nachteile gezeigt, die einen Update erfordern. Die „Schutzbleche“ waren um die Rollenachse drehbar aufgehängt, was leider dazu führt, daß sich der Antennendraht verklemmen kann. Das Prinzip war eigentlich auch nur aus der ursprünglich gefrästen Version übernommen, bei der keine komplexeren Geometrien möglich sind. Beim 3D-Druck kann aber das Schutzblech fest mit dem Rollenhalter verbunden sein. Das sieht nun so aus:
Rollenhalter mit fest verbundenem „Schutzblech“
Gleichzeitig habe ich die Konstruktion der Rolle geändert, weil es mir nicht gelungen ist, sie zuverlässig zu drucken. Die obere Hälfte wird wegen der notwendigen Stützstruktur mindestens unschön, manchmal auch völlig verzogen. Vielleicht bin ich einfach zu doof dazu und andere können das besser, aber ich habe dann entnervt das Design in zwei Hälften aufgeteilt, die nach dem Druck miteinander zu einer Rolle verklebt und/oder verschraubt werden müssen.
Erste HalbrolleZweite HalbrolleHalbrolle von außenZusammengesetzte Halbrollen
Auch das Design der Mastklemmen habe ich erneuert. Ursprünglich waren die beiden Klemmenhälften gleich, jede hatte eine Mutter und eine Schraube. Zum Verschrauben musste daher von beiden Seiten gearbeitet werden, was sich als unpraktisch herausstellte. Außerdem wurde immer ein Werkzeug benötigt.
Die neuen Klemmen sind nun auf beiden Seiten unterschiedlich. Eine Seite ist zum Einstecken von Sechskantschrauben vorgesehen, die andere zum Aufschrauben eine Flügelmutter. Damit kann man ohne weiteres Werkzeug und nur von einer Seite aus arbeiten.
Mastschelle für SechskantschraubeMastschelle für Flügelmutter mit Unterlegscheibe
Außerdem habe ich inzwischen gelernt, mit FreeCAD-Konfigurationstabellen umzugehen. Das ist eine feine Sache. Im Spreadsheet „Schrauben“ kann man nun direkt über ein Drop-Down-Menü die Schraubengröße auswählen und im Spreadsheet „Mastsegmente“ das Segment des Mastes, für das die Klemme passen soll. Dieses Spreadsheet sollte auf die selbst gemessenen Mastsegment-Durchmesser angepasst werden. Außerdem fehlen in der Liste noch die Segmente 8 bis 12. Hier das FreeCAD-Design:
Ich habe Sechskantschrauben mit 35 mm Länge verwendet. Die passen zwar, aber es ist vermutlich praktischer, mindestens 40 mm lange Schrauben zu nehmen, eventuell sogar noch länger. Übertreiben sollte man es aber nicht, sonst schraubt man sich müde.
Wetterfestes Gehäuse
Für den neuen Antennenanschluß wurde ein neues wetterfestes Gehäuse benötigt. Dazu werden gerne Aufputzdosen verwendet, hab ich auch schon gemacht und die sind ja nicht schlecht. Mit einem 3D-Drucker kann man aber genau das passende Gehäuse konstruieren, ohne daß man nehmen muß, was da ist. Hier meine parametrierbare Version.
Wetterfestes Außengehäuse, GrundaufbauDeckel für wetterfestes AußengehäuseWetterfestes Außengehäuse mit Stollen für eine Leiterplatte und Gehäuseöffnungen für Kabel und BuchseWetterfestes Außengehäuse mit Leiterplatte (KiCad-Modell)
Und hier der Versuch, die 3D-Modelle direkt einzubinden:
Das Gehäuse ohne Deckel
Der Deckel
Das Gehäuse mit Einbaulöchern und eingebauter Leiterplatte
(Das scheint gut zu funktionieren, da werde ich gelegentlich die anderen Modelle auch in 3D nachliefern)
Das Innere des Gehäuses sollte weitgehend wasserdicht sein, wenn die Dichtung im Deckel das zulässt. Momentan habe ich eine „Gummi-Rundschnur“ verwendet und werde demnächst mal „Hylomar Dichtmasse“ ausprobieren. Ursprünglich hatte ich eine TPU-Dichtung selbst gedruckt, sie scheint mir aber nicht elastisch genug. Dennoch, je nach Anforderung mag sie reichen.
Verschraubt wird das Gehäuse mit Messing-Gewindeeinsätzen, die in die dafür vorgesehenen Bohrungen am besten heiß eingepresst werden. Dafür gibt es spezielle Lötkolben, die besseren mit einer Führung. Ich habe Gewindeeinsätze mit einem Flansch gewählt, die auch optisch was hermachen. Zur Befestigung der Leiterplatte habe ich M3 gewählt, für den Deckel M4. Auch dieses Gehäuse ist wieder aus ASA, damit es möglichst wetterfest wird.
Nachdem ich im Umgang mit FreeCad immer mehr hinzulerne, habe ich das vorherige Design der Antennenmastelemente nochmal mit der „Part Design Workbench“ überarbeitet bzw. ganz neu erstellt. Es ist jetzt in weiteren Grenzen parametrierbar, indem man die gewünschten Werte im entsprechenden Spreadsheet eingibt oder im Falle der Schrauben und Mastelemente aus der vorgegebenen Liste auswählt. Hier das FreeCad-Design-File zur freien Verwendung:
Das Spreadsheet „Mastsegmente“ enthält die von „mir gemessenen“ Durchmesser „meiner“ Mastsegmente. Diese Konfigurationstabelle muß auf die eigenen Elemente angepasst werden. Im Spreadsheet „Sechskantschrauben“ sind die Maße der M3..M8-Schrauben vorgegeben. Auch diese Konfigurationstabelle kann auf die eigenen Bedürfnisse erweitert werden.
Q_Parameter enthält globale Parameter, die von anderen Spreadsheets bei Bedarf übernommen und ggf. umgerechnet werden. Die anderen Spreadsheets enthalten die lokalen Parameter und Berechnungen für das entsprechende Element. Berechnungen, die nicht einfach überschrieben werden sollten, sind in rotem Text auf grünem Hintergrund dargestellt. Die Idee ist, diese Formeln zu belassen und nur die Felder mit blauem Hintergrund zu ändern. Wer weiß, was er tut, darf natürlich alles ändern.
Alle Namen von Spreadsheets und Variablen starten mit einem „Q“ oder „q“. Der Buchstabe ist auf der Tastatur gut erreichbar und scheint ansonsten selten vorzukommen. Wenn FreeCad eine Auswahl anbietet, beschränkt das Tippen auf die Q‑Taste die Elemente auf die selber definierten Namen.
Hier ein paar Modelle:
Rolle mit Mastklemme und „Schutzblech“ um den Draht oder das Seil festzuhalten. Der Durchmesser ist etwas größer als das Mastelement, damit die Rolle horizontal drehbar bleibt und dem Seil folgen kann. Sie braucht daher mindestens eine Mastklemme mit Puffer um sie am Herunterrutschen zu hindern.
Einfache Mastklemme, optional mit Puffer.
Mastklemme mit „Ösen“, um beispielsweise über einen Schäkel oder einen Karabinerhaken ein Abspannseil zu befestigen. Der Winkel für die Ösen ist zwischen ‑30° und +30° einstellbar.
Updates
Diese Seite wird upgedated, sobald ich neue FreeCAD Designs erstellt habe.
In dem Beitrag über SWV-Messbrücken habe ich mich mit der Funktionsweise und der Simulation des Sontheimer-Frederick Richtkopplers beschäftigt. Er wird in diskreten Stehwellenmessgeräten und in Antennentunern eingesetzt, um das Stehwellenverhältnis (SWV) zu messen. Automatische Antennentuner verbessern das SWV dann sukzessive, bis es möglichst nahe bei 1 liegt. Die Suchstrategie ist bei den mir bekannten automatischen Tunern aber ein Stochern im Nebel und dauert entsprechend lange. Das sollte sich wesentlich verbessern lassen, indem man nicht nur das Stehwellenverhältnis misst, sondern den komplexen Reflexionsfaktor der Last. Wenn man den kennt, kann man wie in „Dimensionierung der Bauteile für einen Antennentuner“ beschrieben, die zur Anpassung notwendigen Komponenten berechnen, statt sie blind zu suchen. Eine Feinabstimmung wird dann immer noch nötig sein, aber man ist dem Ziel dann schon sehr nahe.
Die Messung des komplexen Reflexionsfaktors Γ (Gamma, der Unterstrich kennzeichnet eine komplexe Zahl) bedeutet praktisch die Erweiterung des Sontheimer-Frederick Richtkopplers zu einem vektoriellen Netzwerkanalysator. Dazu muß man außer dem Verhältnis der rücklaufenden Spannung zur vorlaufenden Spannung auch ihre Phasenverschiebung messen.
Das Smith-Diagramm
Auch ich habe in mehreren meiner Beiträge das Smith-Diagramm verwendet, ohne genauer auf die Grundlagen einzugehen. Man kann ja auch gut mit ihm arbeiten, ohne die Details zu verstehen. Es ist aber nicht sonderlich kompliziert und soll daher hier kurz erläutert werden. Das Smith-Diagramm zeigt nämlich genau das, was hier gemessen werden soll, nämlich den komplexen Reflexionsfaktor Γ.
Gamma ist definiert als das Verhältnis der komplexen rücklaufenden zur komplexen vorlaufenden Spannung:
[1]
Die Wechselspannungen können nun als komplexe Größen geschrieben werden:
[2]
Das Dach (Zirkumflex) bezeichnet dabei die Amplitude der jeweiligen Spannung, ω die Kreisfrequenz, t den Zeitpunkt und φ die Phasenverschiebung beider Signale. Beide Kreisfrequenzen sind notwendigerweise gleich, denn bei der Reflexion tritt keine Frequenzänderung auf. Damit kürzen sich bei der Division zwei Terme im Zähler und Nenner und Gamma errechnet sich zu:
Damit ist Gamma eine „ganz gewöhnliche“ komplexe Zahl im Einheitskreis der komplexen Zahlenebene, wie im oben verlinkten Wikipedia-Artikel gezeigt wird. Das Smith-Diagramm stellt in diesem Einheitskreis die Reflexionsfaktoren dar. Das Smith-Diagramm zeigt also die Reflexionsfaktorebene.
Der Reflexionsfaktor Gamma lässt sich auch aus den Impedanzen berechnen. Damit werden die Impedanzen aus der karthesischen Impedanzebene in die polare Reflexionsfaktorebene transformiert:
[5]
Diese Transformation ist bilinear. Aus der Reflexionsfaktorebene kann man auch wieder die Impedanz berechnen:
[6]
Die Impedanz wird im karthesischen Koordinatensystem als komplexe Zahl mit Real- und Imaginärteil dargestellt.
Das Stehwellenverhältnis
Da die rücklaufende Spannung immer kleiner oder höchstens gleich der vorlaufenden Spannung sein kann, liegt der Betrag von Γ immer zwischen 0 und 1. Aus dem Betrag von Gamma errechnet sich das Stehwellenverhältnis:
[7]
Damit wird das Stehwellenverhältnis zu einer reellen Zahl, der die Phaseninformation fehlt. Alle Punkte gleichen Stehwellenverhältnisses liegen im Smith-Diagramm auf konzentrischen Kreisen um dessen Mittelpunkt.
Messung des Reflexionsfaktors
Es wurde im Artikel „SWV-Messbrücken“ schon angedeutet: nicht nur der Betrag der rücklaufenden Spannung ist meßbar, sondern auch die Phasenverschiebung gegenüber der vorlaufenden Spannung. Das zeigt beispielsweise diese Simulation mit einem Abschlußwiderstand von 10 Ω:
Vor- und rücklaufende Spannung bei einem Lastwiderstand von 10 Ω
In dem Beitrag wurden nur reelle Lasten gezeigt, bei denen die Phasenverschiebung nur 0° oder 180° sein kann. Im allgemeinen Fall ist die Last aber komplex und das soll nachfolgend untersucht werden.
Simulation mit induktiver Last
Als Beispiel soll einfach mal eine induktive Last zusätzlich zur reellen Last an den Koppler gehängt werden:
Simulation mit einer Last von 150 Ω und 500 nH.
Dieses Calc Spreadsheet hilft beim Berechnen der Impedanz von 150 Ω || 500 nH bei 10 MHz. Ergebnis: ZL = 6,3+30,1j. Die simulierte Messung sollte diesen Wert bestätigen.
Die Simulation ergibt folgendes Ergebnis:
Vor- und rücklaufende Spannung bei einem Lastwiderstand von 150 Ω parallel zu 500 nH
Simulationsergebnisse bei den Cursoren
Der Betrag des Reflexionsfaktors ist also 165 mV / 199 mV = 0,83. Die Testfrequenz ist 10 MHz und die Phasenverschiebung beträgt ‑33 ns. Das entspricht bei 100 ns pro Zyklus (10 MHz) 120°. Nach Gleichung [4] errechnet sich daraus Γ zu ‑0,415+0,719j und daraus mit Gleichung [6] die Impedanz ZL zu 6,23+28,53j. Das SWR ist 10,8 nach Gleichung [7]. Die oben mit dem Spreadsheet berechnete Impedanz wurde also im Rahmen der grafischen Ablesegenauigkeit bestätigt.
Diese errechneten Werte sind hier in ein Smith-Diagramm eingetragen, in dem auch das notwendige Anpassungsnetzwerk dimensioniert wurde:
Dieses eine Beispiel soll hier erstmal genügen. Ich habe andere Werte ausprobiert und bin zuversichtlich, daß es prinzipiell funktioniert.
Messung am lebenden Objekt
Wie kann man nun dieses ermutigende Ergebnis in der Praxis nutzen? Eine Simulation ist schön und gut, aber auf einem realen Board muß man sich eine Meßmethode überlegen, die mit hinreichender Genauigkeit die vorlaufenden und rücklaufenden Spannungen und deren Phasenverschiebung mißt.
Spannungsmessung
Für die Spannungsmessung kann man einen einfachen Diodengleichrichter verwenden. Dazu wird wegen der niedrigeren Sperrspannung gegenüber einer Siliziumdiode in der Regel eine Germaniumdiode oder eine Schottkydiode empfohlen. Den Meßfehler im unteren Bereich der Kennlinie kann man durch Anlegen einer Vorspannung teilweise kompensieren. Es bleiben Ungenauigkeiten, aber für viele Fälle dürfte diese Methode reichen.
Wenn es genauer sein soll oder wenn der notwendige Dynamikbereich nicht ausreicht, bietet sich der Einsatz eines logarithmischen Verstärkers an. Sehr beliebt und gut erhältlich ist der AD8307. Sein Dynamikbereich reicht von ‑75 dBm bis +17 dBm, also 92 dB und seine Ausgangskennlinie hat eine Steigung von 25 mV/dB. Bei einem großen Dynamikbereich ist das ein Segen, kann aber bei kleiner Dynamik auch ein Fluch sein. Dann wird nämlich die Auflösung eventuell zu gering.
Phasenmessung
Zur Messung der Phasenverschiebung benötigt man einen Phasendiskriminator. Da beide Signale, die vorlaufende und die rücklaufende Spannung, die gleiche Frequenz haben, bietet sich auch eine direkte Mischung an. Die Differenzfrequenz ist 0 Hz und die Phasenverschiebung sollte als Gleichspannung zu detektieren sein. Weil ich sowieso mal den IAM-81008 ausprobieren wollte, habe ich eine kleine Testschaltung entworfen, gefräst und aufgebaut.
Mischer mit IAM-81008, Testaufbau
Mischer mit IAM-81008, Oberseite
Mischer mit IAM-81008, Unterseite
Die Eingangssignale werden in J2 und J3 eingespeist und das Mischprodukt wird aus J4 ausgekoppelt. Das ist am Spektrumanalysator sehr gut zu beobachten. Am Testpin TP1 kann das Gleichspannungssignal abgenommen werden. Mangels Tiefpass ist hier natürlich die Hochfrequenz überlagert, aber freundlicherweise hat das verwendete Oszilloskop einen eingebauten Tiefpass mit 20 MHz Grenzfrequenz. Die Messung wurde mit 50-MHz-Signalen durchgeführt, deren Phasenlage zwischen 0° und 359° frei gewählt werden kann.
Messergebnis
Bei ‑10 dBm auf beiden Eingängen ändert sich die Spannung an Pin 1 zwischen 3,3 V und 3,7 V, bei 0 dBm zwischen 3,0 V und 4,0 V und bei +10 dBm zwischen 2,9 V und 4,2 V. Das Signal kann man aufbereiten und auswerten. Es hat nur einen kleinen Schönheitsfehler, es erkennt nicht, welches Signal dem anderen voreilt und welches nacheilt. Das Messergebnis ist bei ‑90° dasselbe, wie bei +90°. Das bedeutet, man kann nur ein halbes Smith-Diagramm auswerten. Das muß kein Show-stopper sein, aber es ist unschön. Für einen automatischen Antennentuner hat man aber immerhin den Suchraum auf nur zwei Punkte eingegrenzt. Das muss besser gehen!
Wie geht’s nun weiter?
Ich überlege gerade, ob sich die Phasenlage besser (halb-) digital auswerten lässt. Prinzipiell müsste man die Zeitdauer zwischen zwei steigenden oder fallenden Flanken messen. Wenn die Messung beispielsweise bis 50 MHz funktionieren soll, wäre dafür ein Referenztakt im GHz-Bereich nötig. Das ist nicht praktikabel. Eigentlich müsste es möglich sein, ein RS-Flipflop mit dem einen Takt zu setzen und mit dem anderen wieder zurückzusetzen. Damit sollte an dessen Ausgang ein PWM-Signal anliegen, das über einen Tiefpass in ein Gleichspannungssignal gewandelt wird, das proportional zur Phasenverschiebung beider Signale ist. Setzt man zu diesem Zweck ein kleines CPLD ein, dann kann es auch noch einen kleinen Frequenzzähler enthalten, denn man muß ja auch irgendwie die Frequenzinformation bekommen. Ein Vorteiler würde auch schon reichen, so daß die Frequenz mit dem sowieso notwendigen Controller gemessen werden kann.
Ein weiteres ungelöstes Problem ist die Konditionierung der Messsignale. Die Messung am ersten Prototypen des Richtkopplers hat eine Koppeldämpfung von 30 dB und eine Richtschärfe von 30 bis 40 dB ergeben. Für ein Funkgerät mit +30 dBm bis +50 dBm Ausgangsleistung (1 bis 100 Watt), ergibt sich damit ein Pegel zwischen 0 dBm und +20 dBm für das vorlaufende Signal und ‑40 dBm bis +20 dBm für das reflektierte Signal. Nach oben sollte es eine gewisse Reserve geben, +30 dBm sollten nichts kaputtmachen. An der unteren Grenze kann man sicherlich die Spezifikation so anpassen, daß zum Abstimmen eine Mindestleistung von beispielsweise +37 dBm (5 Watt) notwendig ist.
Das ist der Stand heute. Wenn ich weiter bin, werde ich das hier dokumentieren.
Der Aufbau sollte Quick-and-Dirty erfolgen, ohne daß auf das letzte Quentchen Verlustleistung oder Frequenzgang geachtet werden soll. Daher habe ich die Leiterplatte selbst gefräst und zwar aus einseitig beschichteter FR2 (Hartpapier/Presspappe), weil sie gerade passend zu Hand war.
Das Design ist überaus trivial, nicht einmal die Widerstände sind verbaut, sondern als SMA-Buchsen ausgeführt, um bei Bedarf die Abschlußwiderstände oder das Meßinstrument anzuschließen:
Schaltplan des Sontheimer-Frederick Richtkopplers
Der Aufbau sieht in der 3D-Vorschau dann so aus:
3D-Vorschau des Sontheimer-Frederick Richtkopplers
Die hier zu sehenden Leiterbahnen auf der Oberseite sind auf der realisierten Platine kurze Drahtstücke. Hier ist das gesamt (Kiki-) KiCad-Projekt inklusive des 3D-Modells für die Übertrager. Und so sieht die fertig aufgebaute Testplatine aus:
Sontheimer-Frederick Richtkoppler, Musteraufbau von oben
Sontheimer-Frederick Richtkoppler, Musteraufbau von unten
Weil gerade in der Bastelkiste passend verfügbar, habe ich als Ringkerne zwei FT50-43 eingesetzt und mit jeweils 32 Windungen 0,35mm CuL-Draht bewickelt. 32 Windungen haben gerade so draufgepasst, ohne daß sich Windungen überlappen. Im Rahmen der Meßgenauigkeit führt das zufällig zu einer Koppeldämpfung von 30 dB, denn 20 x log(32) ist etwa 30,1.
Die Messungen
Der Leitungsverlust
Mir war zunächst der Leitungsverlust, also die Durchgangsdämpfung zwischen dem Eingang und dem Ausgang am wichtigsten, auch wenn er normalerweise für die Brauchbarkeit des Kopplers untergeordnete Bedeutung hat. Er bestimmt nämlich, wie warm der Koppler im Betrieb wird. Hier zunächst die Messung im Kurzwellenbereich von 1 MHz bis 30 MHz:
Durchlassdämpfung im Kurzwellenbereich 1 bis 30 MHz
Man beachte die Skalierung von 0,01 dB. Damit kommt man der Meßgenauigkeit des VNWA sehr nahe. Die Dämpfung steigt mit der Frequenz. Nehmen wir mal die 0,03 dB bei 30 MHz, dann ergibt das einen Verlust von 0,7 %, also 700 mW bei den 100 Watt Ausgangsleistung, die mein Transceiver zu bieten hat. Wegen dem zu erwartenden Kopplungsverlust von 30 dB gehen davon 100 mW im Abschlußwiderstand verloren, also bleiben maximal 600 mW, um die Ringkerne und die Leitungen zu erwärmen. Das ist tragbar, zumal das bei niedrigeren Frequenzen noch günstiger aussieht. Bei höheren Leistungen wird man aber genauer hinschauen, gegebenenfalls größere Ringkerne einsetzen oder beim Schaltungsaufbau etwas sorgfältiger sein müssen. Dann wird auch der einfache CuL-Draht an die Grenzen seiner Spannungsfestigkeit kommen. Der Vollständigkeit halber die Messung zwischen 0 MHz und 150 MHz:
Durchlassdämpfung zwischen 0 und 150 MHz
Damit ist der Koppler mit Einschränkungen auch noch im 4‑m-Band zu gebrauchen, aber darüberhinaus nehmen die Verluste doch stark zu.
Der Kopplungsverlust
Der Kopplungsverlust ist der Anteil der Eingangsspannung, der auf den Meßausgang der vorlaufenden Spannung gekoppelt wird. Er ist also das Verhältnis der Spannung am Meßausgang zur Eingangsspannung. Er sollte hoch sein, damit möglichst viel Leistung am gewünschten (Antennen-) Ausgang ankommt, aber auch nicht zu hoch, sonst ist am Meßausgang nur noch wenig zum Messen übrig. Der Kopplungsverlust ist Teil des oben gezeigten Leitungsverlustes. Beim hier verwendeten Wicklungsverhältnis sollte man 30 dB erwarten.
Kopplungsverlust von 1 bis 30 MHz
Die Messung zeigt einen Kopplungsverlust von etwas über 30 dB, was sogar ausgesprochen gut zu dem tatsächlichen Wicklungsverhältnis von 32 passt, was 30,1 dB erwarten lässt.
Auch hier gibt es eine Breitbandmessung, die im UKW-Bereich einen deutlich niedrigeren Kopplungsverlust zeigt, der mutmaßlich von Streukapazitäten verursacht wird.
Kopplungsverlust von 0 bis 150 MHz
Hier würde vermutlich eine Abschirmung zwischen beiden Übertragern helfen.
Die Isolation
Die Isolation bezeichnet das Verhältnis der Spannung am Meßport der reflektierten Spannung zur Eingangsspannung bei idealer Anpassung der Last. Im Idealfall sollte dort keine Spannung messbar sein.
Isolationsmessung von 1 bis 30 MHz
So wie der Kopplungsverlust mit steigender Frequenz sinkt, wird auch die Isolation mit steigender Frequenz schlechter. Auch das liegt sicherlich an der kapazitiven Kopplung zwischen den Übertragern. Auch hier noch die zugehörige Breitbandmessung:
Isolationsmessung von 0 bis 150 MHz
Die Richtschärfe
Die Richtschärfe gibt das Verhältnis der Spannungen an beiden Meßports bei idealer Anpassung an. Sie ist das Verhältnis der gemessenen rücklaufenden Spannung zur gemessenen vorlaufenden Spannung.
Richtschärfe von 1 bis 30 MHz
Im Kurzwellenbereich liegt die Richtschärfe dieses Kopplers zwischen 40 dB und 27 dB. Das ist sicher nicht überragend, aber brauchbar.
Richtschärfe von 0 bis 150 MHz
Jenseits des Kurzwellenbereichs wird die Richtschärfe aber immer schlechter. Völlig unbrauchbar ist der Koppler dadurch aber nicht. 24 dB auf dem 6‑m-Band bedeuten, daß der Koppler trotz idealer Anpassung eine rücklaufende Spannung von 6% misst (Γ=0,06). Das wäre ein Stehwellenverhältnis von 1,13. 19 dB bei 100 MHz bedeuten aber schon ein gemessenes SWR von 1,25 (Γ=0,11).
Nach einigen lehrreichen Versuchen mit festen (hier und hier) und elektromechanisch einstellbaren Kondensatoren (hier und hier), habe ich nun einen funktionsfähigen und brauchbaren Prototypen gebaut. Als Bauart habe ich mich für den ursprünglich geplanten Schiebekondensator aus einem Stator und einem Schieber mit jeweils mehreren Lamellen entschieden. Die aus einem Aluminiumblock gefräste Version mit parallelgeschalteten Zylinderkondensatoren ist zwar originell und prinzipiell auch machbar, aber für einen Hobbyfräser doch eine ziemliche Herausforderung.
Hier nun zunächst die 3D-Ansicht des real aufgebauten und nachfolgend vorgestellten Prototypen:
3D-Ansicht des Prototypen
Der Schieber ist an einem Block befestigt, der eine Trapezgewindemutter trägt. Sie wird von einem Schrittmotor über eine Trapezgewindespindel angetrieben.
Designziele
Es handelt sich hier immer noch um einen Prototypen, der zeigen soll, daß der Weg prinzipiell der richtige ist, also ein proof-of-concept. Als grobes Ziel soll ein Einstellbereich von etwa 10 pF bis etwa 500 pF erreicht werden. Die Spannungsfestigkeit soll bei 2 kV liegen und die Güte soll möglichst hoch sein. Aus früheren Versuchen ist zu erwarten, daß eine Güte von 1000 nicht erreicht werden kann, aber 100 sollte das Minimum sein. Dann wird bei 100 Watt Sendeleistung ein Watt in Wärme umgesetzt, was vertretbar erscheint. Es sei hier in Erinnerung gerufen, daß die Güte definitionsgemäß frequenzabhängig ist und mit steigender Frequenz abnimmt.
Zur Abschätzung der Kapazität und der Spannungsfestigkeit dient dieses Spreadsheet. Man wählt ein Dielektrikum aus der Liste, gibt die Dimensionen und die Anzahl der Kondensatorplatten an und erhält die Gesamtkapazität und die Spannungsfestigkeit. Die tatsächliche Kapazität des Prototypen liegt leider nur bei etwa 70% des errechneten Wertes. Das kann viele Ursachen haben, von einem Fehler in der Berechnung bis zu Ungenauigkeiten bei der Dielektrizitätskonstanten. Ich bin dem nicht auf den Grund gegangen, die Abschätzung genügt mir.
Zweck des Prototypen ist die Messung der erzielten Eigenschaften: des Einstellbereichs der Kapazität, der Selbstresonanzfrequenz als Folge seiner parasitären Induktivität und die Messung der Güte. Darüberhinaus sollen natürlich die mechanischen Eigenschaften ausprobiert werden, insbesondere der Antrieb durch den Schrittmotor. Die Frage war, ob sein Drehmoment ausreicht um den Schieber beliebig hin- und herzuschieben, ohne daß etwas verklemmt. Ansonsten wäre ein etwas größerer Stepper vonnöten, beispielsweise die Größe NEMA 17.
Entwicklung und Fertigung der Kondensatorplatten
Erste Prototypen der Kondensatorplatten wurden aus doppelseitig kupferbeschichtetem Leiterplattenmaterial gefräst. Das funktioniert natürlich, ist aber mühsam. In Zeiten, in denen man 30 Stück solcher Platten für etwa 15 Euro in China fertigen lassen kann, lohnt dieser Aufwand nicht. Also habe ich mit KiCad die Stator- und die Schieberplatten entworfen und davon lagen nach gut einer Woche jeweils 30 Stück in meinem Briefkasten. So sehen sie aus:
Schieberplatte
Statorplatte
Hier die beiden KiCad-Projekte. Beide Platten sind durchkontaktiert und die aktiven Flächen sind frei von Lötlack. Als Dicke habe ich nominal 0,5 mm gewählt, mit der Mikrometerschraube nachgemessen sind es letztlich 0,55 mm. Die Platten werden einfach oder mehrfach mit dem Dielektrikum beklebt und gefräste Abstandshalter halten beide Platten auf dem festen Abstand. In meinem Fall sind es statt der nominalen 1,00 mm gemessene 1,07 mm. Auch solche Abweichungen können zu der Diskrepanz zwischen errechneter und gemessener Kapazität führen. Ich hätte übrigens auch gerne 0,75 mm oder 0,8 mm dicke Abstandshalter gefräst, habe aber zumindest ohne große Suche kein passendes Rohmaterial gefunden.
Die überstehenden Lötlaschen beider Platten sollen von oben bis unten mit einem durchgezogenen Draht verlötet werden. Elektrisch würde natürlich ein einziger Draht genügen, aber die Idee ist, den Wirkwiderstand gering und damit die Güte hochzuhalten. Außerdem hoffe ich darauf, daß die parasitäre Induktivität dadurch niedrig gehalten wird. Besonders beim Schieber ist es auch denkbar, per Relais nur einen Teil der Platten zuzuschalten. Das sollte die minimale Kapazität niedrig halten und falls nötig eine feinere Einstellung zu erlauben. Die nicht verwendeten Laschen können dann einfach abgebrochen werden.
Auswahl des Dielektrikums
Bei gegebenem Abstand der Platten bestimmt das Dielektrikum die Kapazität, die Güte und die Spannungsfestigkeit des Kondensators. Das oben gezeigte Spreadsheet erlaubt die Auswahl aus verschiedenen Materialien. Am einfachsten ist natürlich Luft, wie bei einem Drehkondensator. Die Dielektrizitätskonstante ist allerdings nur 1, so daß die Kapazität gering bleibt. Außerdem ist die Spannungsfestigkeit ziemlich undefiniert, denn sie hängt erheblich von der Luftfeuchtigkeit ab, die beim Außeneinsatz trotz Gehäuse auch mal nahe an der Sättigungsgrenze sein kann. Luft als Dielektrikum erfordert auch eine präzise Führung des Schiebers, so daß der Plattenabstand gleichbleibt. Das ist auch nicht ganz trivial.
Bei meinen Versuchen hat es sich bewährt, auf eine Klebefolie zu setzen. Durch Bekleben der Ober- und Unterseite jeder Platte an einem Stück, wird jeweils eine vollständige Isolation auch an den Kanten erreicht. Die Schieberplatten haben beidseitig einen 1 mm breiten Rand, der auch überklebt wird. Spannungsüberschläge sollten damit ausgeschlossen sein.
Die weitverbreiteten Polypropylen-Klebebänder (Tesafilm) scheiden schon wegen des Klebstoffs aus. Der verrottet nach kurzer Zeit. Als Dielektrikum gut geeignet ist PTFE (Teflon), aber mit den Klebebändern habe ich keine gute Erfahrung gemacht. Die gemessene Güte ist wahrscheinlich wegen des Klebers nicht so gut, wie erwartet. Außerdem macht die Dicke der Klebebänder von 180 µm die Verarbeitung nicht ganz so leicht. Ich bin aber auch nicht sicher, ob das, was einem als PTFE verkauft wird, wirklich auch PTFE ist. Letztlich habe ich mich für Polyimid-Folien entschieden, die unter dem Handelsnamen Kapton verkauft werden. Mit 50 µm Dicke sind sie gut zu verarbeiten und sie gleiten gut aufeinander. Gegebenenfalls kann man auch problemlos mehrere Schichten übereinander kleben. Polyimid hat eine relativ hohe Dielektrizitätskonstante von 3,5 und eine Spannungsfestigkeit von 23 kV/mm. Der Verlustfaktor ist „mittelprächtig“, viel besser als der von PVC und FR‑4, aber auch viel schlechter als der von PTFE.
Erstellen des 3D-Modells
Ein Screenshot des 3D-Modells wurde eingangs schon gezeigt und soll hier nochmal wiederholt werden:
3D-Ansicht des Prototypen
Man erkennt das Paket aus sechs Statorplatten (dunkelgrün) und fünf Schieberplatten (braun). Der Schrittmotor ist an den Seitenwänden befestigt und treibt über eine Trapezgewindespindel und dazugehörige Trapezgewindemutter den Schieber an. In der Wand gegenüber dem Schrittmotor ist ein Kugellager eingebaut. Es hat 16 mm Außendurchmesser und 8 mm Innendurchmesser. Es ist nicht unbedingt notwendig, denn die Trapezgewindespindel wird ja auch von dem Schieberblock gehalten. Die Spindel wird mit einer passenden Kupplung an den Schrittmotor geschraubt. Diese Kupplung kann einen geringen Versatz der Achsen ausgleichen.
Die vordere Seitenwand ist hier ausgeblendet. An der hinteren Seitenwand ist ein Referenzschalter montiert, damit beim Einschalten der Nullpunkt gefunden werden kann. Die Anzahl der Stator- und Schieberplatten ist in gewissen Grenzen frei wählbar. Die hier gezeigte Konfiguration erlaubt es, eine Kapazität zwischen knapp 10 pF und etwa 650 pF einzustellen (siehe Messergebnisse).
Hier ist das Python-Makro für FreeCAD, mit dem das oben gezeigte Modell erstellt wurde. Die Seitenteile, Füße und Führungen wurden mit einem 3D-Drucker erstellt und aus dem hier generierten Modell exportiert. Einige Parameter sind im Quelltext wählbar, z.B. die Anzahl der Platten.
Für diesen Schiebekondensator wird nur einer der bis zu drei Treiber für Schrittmotoren benötigt.
Die Software ist im Moment recht unausgereift, zumindest noch nicht soweit, daß ich sie hier veröffentlichen wollte. Der Schrittmotor wird im Halbschritt-Modus angesteuert und die Schrittimpulse werden in einem Interrupt-Handler mit 500-µs-Intervall generiert. Eine provisorische Beschleunigungs- und Abbremsphase ist auch implementiert. Beim Einschalten wird eine Referenzfahrt durchgeführt, so daß die Startposition bekannt ist. Durch Drücken der Tasten SW1 oder SW4 kann der Schieber aus- oder eingefahren werden. An den Grenzen wird automatisch gestoppt. Über Modbus-Kommandos kann auch eine bestimmte Position angefahren werden.
Die verwendete Trapezgewindespindel hat eine Steigung von 8 mm pro Umdrehung und der gesamte Fahrweg ist 50,8 mm lang. Bei 400 Halbschritten pro Umdrehung ergeben sich damit 2540 Schritte. Abgesehen von der Beschleunigungs- und Abbremsphase braucht jeder Schritt das doppelte der oben genannten 500 µs, weil ein Intervall zum Einschalten des Schrittimpulses und ein zweites zum Ausschalten benötigt wird. Eine komplette Fahrt dauert somit also etwa 2,5 Sekunden. Das wäre bei Bedarf sicherlich zu verbessern, am einfachsten durch Umstieg auf Vollschritte. Gegebenenfalls muß dann aber ein Schrittmotor mit höherem Drehmoment eingesetzt werden, der dann wiederum eine höhere Versorgungsspannung benötigt, also beispielsweise 24V statt der hier verwendeten 12V.
Betrieb des Prototypen
Hier ist ein kurzes Video, das den Prototypen bei der Arbeit zeigt:
Der Schiebekondensator in Betrieb
Alle Bewegungen sind in der Originalgeschwindigkeit gezeigt. Die SMA-Buchse dient zu den nachfolgend gezeigten Messungen.
Messergebnisse
Hier werden jetzt einige Messergebnisse dokumentiert.
Messungen am Schiebekondensator
Die Messungen wurden mit dem VNWA von SDR-Kits bei 1 MHz durchgeführt. Der Schiebekondensator ist über die oben gezeigte Ansteuerung und über einen USB-RS232-Konverter an einen PC angeschlossen. Von dort wird er direkt mit QModMaster bedient, indem das dafür vorgesehene Register direkt beschrieben wird. Die Schrittgrenzen sind mit 0 und 2540 fest einprogrammiert. Auch wenn ein Wert außerhalb dieses Bereiches eingegeben wird, fährt der Motor nur bis zu dieser Grenze.
Im Video wird mehrmals an dieselbe Position gefahren, um die Wiederholgenauigkeit zu testen. Zu beachten ist, daß die Messung auch bei stehendem Schieber um etwa 1 pF schwankt und der gezeigte Wert vom Augenblick des Screenshots abhängt. Die Abweichung beim Anfahren derselben Position liegt in derselben Größenordnung. Der Gütemessung sollte man keine allzugroße Bedeutung zumessen. Auch dieser Wert schwankt sehr stark, denn er ist ja der Quotient aus dem hohen Blindwiderstand und dem niedrigen Wirkwiderstand.
Wie man sieht, ist der Kondensator von etwa 8 pF bis knapp 670 pF einstellbar. Nachfolgend noch ein paar Messungen über einen Frequenzbereich zwischen 1 MHz und 99 MHz bei den Schieberstellungen 0, 500, 1000, 1500, 2000 und 2500.
Kapazität und Güte an der Position 0Kapazität und Güte an der Position 500Kapazität und Güte an der Position 1000Kapazität und Güte an der Position 1500Kapazität und Güte an der Position 2000Kapazität und Güte an der Position 2500
Aus der Selbstresonanzfrequenz errechnet sich die parasitäre Induktivität zu etwa 60 bis 80 nH. Sie ist im eingefahrenen Zustand niedriger, weil dann die von den Testleitungen umspannte Fläche geringer ist.
Verwendete Bauteile
Der hier eingesetzte Schrittmotor ist ein NEMA-FLAT02, der beispielsweise bei Reichelt zu beziehen ist. Die Trapezgewindespindel ist 100 mm lang und vom Typ T8x2x8. Sie hat einen Durchmesser von 8 mm und eine Steigung von 8 mm pro Umdrehung. Sie hat eine 2‑mm-Teilung, also insgesamt 4 Gänge. Dazu habe ich eine passende Trapezgewindemutter aus Messing eingesetzt. Genau wie die Kupplung und das Kugellager sind diese Bauteile über die bekannten Verkaufsplattformen im Internet zu beziehen.
Seit einem Jahr betreibe ich nun meine neue Fräse, eine Basic Line 1005 von Sorotec. Der Tisch ist noch ein Provisorium und er soll gelegentlich durch eine Siebdruckplatte ersetzt werden, die auf zwei kleinen Unterstelltischen liegt. Immerhin wiegt die Fräse samt der Aluminium-Nutenplatte fast 100 kg.
So eine Fräse macht ja leider eine Menge Dreck und bevor ich einen Tisch dafür baue, sollte eine passende Umhausung zumindest geplant werden, um nicht hinterher den Tisch wieder zu entsorgen, weil er nicht passt. Die Umhausung der alten Fräse hatte ich aus Sperrholz gebaut. Ein ähnlicher Aufbau für die neue Fräse kommt aus Gewichtsgründen nicht in Frage. Außerdem ist es hilfreich, wenn man bei geschlossener Umhausung den Fräsvorgang beobachten kann. Daher sollen die Wände jetzt aus Acrylglas (PMMA) sein und für die Struktur sollen 20 mm x 20 mm und 20 mm x 40 mm Aluminiumprofile verwendet werden.
Da ich in den letzten Wochen viel mit Python und FreeCAD gearbeitet habe, bot es sich an, die Umhausung mit FreeCAD zu planen und auch zu Übungszwecken ein Python Macro dafür zu schreiben. Damit kann man ein dreidimensionales Modell und außerdem noch eine Stückliste erstellen lassen. Als Schmankerl wird dann auch noch das Gewicht für den Korpus und die Haube ausgerechnet. Das soll hier kurz dokumentiert werden.
Zunächst ein Blick auf die geplante Konstruktion:
Umhausung für die BL1005
Der Kasten wird 148 cm lang und 94 cm breit (Außenmaße). Der Korpus ist 64 cm und der Deckel 24 cm hoch. In die Profile werden Acrylplatten eingebaut. Die vordere Seitenwand des Korpus soll verschiebbar sein (hier vorne links gezeigt) und die vordere und hintere Wand (schmale Seite) des Korpus wird nach oben herausnehmbar. Der Deckel soll nur aufliegen. Er wird durch Stifte in den oberen Nuten des Korpus gegen Verrutschen gesichert.
Nach der jetzigen Planung wiegen Korpus und Haube jeweils etwa 14 kg. Das hängt natürlich sehr von der Dicke des verwendeten Acryls ab. Im Moment plane ich 2 mm für die senkrechten Wände und 4 mm für die Oberseite.
kopiert werden und kann dann unter dem FreeCAD Menüpunkt Makro/Makros ausgeführt werden. Dabei bitte nicht die Geduld verlieren, es braucht schon einige Sekunden. Beim ersten Aufruf sogar noch deutlich länger, weil offensichtlich einige weitere Makros erst geladen werden müssen.
Am Beginn des Makros stehen einige Definitionen zu den gewünschten Dimensionen. Im Grunde sind beliebige Werte möglich, aber ich habe für die Innenmaße Längen im 10-cm-Raster gewählt, weil die entsprechenden Standardprofile am preisgünstigsten zu besorgen sind. Auch mit der Dicke der Acrylplatten kann man experimentieren. Mein Ziel war, daß ich beide Teile der Umhausung ohne Hilfe tragen kann. Das dürfte schon wegen der etwas unhandlichen Abmessungen nicht ganz einfach sein.
Wer wesentlich größere oder kleinere Dimensionen plant, muß wahrscheinlich weitere Zwischenstreben einfügen oder welche weglassen. Das macht das Makro nicht automatisch. Die Anpassung der entsprechenden Maße kann etwas nervenaufreibend sein. Zum Debuggen kann man im Makro die Generierung einiger Elemente unterbinden, damit man die Bemaßung optisch prüfen kann.
Mein nächster Antennentuner soll das Stehwellenverhältnis messen können, also musste ich mich mal etwas intensiver mit den üblichen Messverfahren auseinandersetzen. Ich gebe offen zu, daß ein Stehwellenmessgerät für mich immer etwas sehr mysteriöses war. Wie kann man stehende Wellen mit einem Gerät messen, das deutlich kleiner ist, als die Wellenlänge, die es misst? Und noch viel mysteriöser: wie unterscheidet man, in welche Richtung eine Welle läuft? Schließlich zeigt das Stehwellenmessgerät doch angeblich das Verhältnis der maximalen zur minimalen Spannung auf der Leitung an, das sich aus dem Reflexionsfaktor, dem Verhältnis aus rücklaufender zu vorlaufender Spannung ergibt. Oder doch nicht?
Ein Artikel Thomas, DC7GB im Funkamateur1 kam zur richtigen Zeit. Hier wird das große Geheimnis gelüftet und ich hab’s ja schon immer geahnt: ein Stehwellenmessgerät misst weder stehende Wellen noch vorlaufende oder rücklaufende Spannung.
Kurzer Einschub: Der Autor legt großen Wert auf die Feststellung, daß entgegen der üblichen Legende keine Leistung hin- und herläuft, sondern Energie. Leistung wird durch Energie an einem Ort verrichtet, beispielsweise an der Last, indem dort Energie umgewandelt wird. Als Physiker gebe ich ihm völlig recht und danke für die Klarstellung.
Als Maß für die Leistung wird die Spannung verwendet, die bei gleichbleibender Impedanz proportional zur Energie ist. Sie hat den Vorteil, deutlich anschaulicher und leichter messbar zu sein. Daher wird nachfolgend von vor- und rücklaufender Spannung die Rede sein.
Der Sontheimer-Frederick Richtkoppler
Reinhard, DC5ZM, erklärt in einem weiteren Artikel im Funkamateur2 die Funktionsweise eines Stehwellenmessgeräts am Beispiel eines Sontheimer-Frederick Richtkopplers.
Der Richtkoppler misst schlichtweg die Anpassung an die Last, genauer gesagt, die Spannung an der Last und die Stromstärke durch die Last. Wenn die Last den gewünschten reellen Abschlusswiderstand hat, dann heben sich beide Messwerte unabhängig von der eingespeisten Leistung auf und daraus folgt, daß der rücklaufende Anteil und damit der Reflexionsfaktor Γ null ist. Das Stehwellenverhältnis ist eins.
Schaltung des Richtkopplers
Für die Simulation soll die von DC5ZM gezeigte Schaltung verwendet werden:
Sontheimer-Frederick Richtkoppler mit symmetrischer Strommessung
Sie ist m.E. wegen der mittelangezapften Sekundärspule des Stromübertragers anschaulicher, als die weiter unten gezeigte Alternativlösung. Hier ist die LTSpice Datei.
Funktionsweise
Der Sontheimer-Frederick Richtkoppler besteht aus zwei Transformatoren, nämlich L13 (L1-L2-L3) und L45 (L4-L5). L13 ist ein Stromtransformator mit der Sekundärwicklung L23, die eine Mittelanzapfung hat. Hier wird ein Strom induziert, der proportional zu dem durch L1 und die Last R4 fließenden Strom ist. L45 transformiert die Spannung ULast im gleichen Verhältnis wie L13 auf seine Sekundärspule L4. Die Mitte von L23 wird um die transformierte Spannung an der Last angehoben, während durch R1 und R2 der transformierte Laststrom fließt. Da R1 und R2 denselben Widerstand haben, wie die Last, heben sich am Knoten UR beide Spannungen auf, während sie sich an UF verdoppeln. Weicht der Lastwiderstand von 50 Ω ab, dann wird entweder die gemessene Stromstärke oder die Spannung größer und UR wird ungleich null. DC5ZM zeigt in seinem Beitrag, daß das Verhältnis von UR zu UF tatsächlich dem Reflexionsfaktor entspricht, aus dem sich das Stehwellenverhältnis errechnen lässt (siehe Anhang).
Auch die Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung ist prinzipiell messbar. Sie geht bei den üblichen Stehwellenmessgeräten allerdings durch die Gleichrichtung von UR und UF an einer Diode verloren.
Simulation mit LTspice
Der Richtkoppler soll nun mit der oben gezeigten Schaltung simuliert werden. Spice kennt bei der Simulation von Transformatoren keine Windungszahlen. Daher kann man das Übertragungsverhältnis nicht direkt angeben. Es ergibt sich aber aus der Quadratwurzel des Induktivitätsverhältnisses. Hier wurde für L45 1 mH zu 400 nH gewählt, also ein Faktor von 2.500, was einem Übertragungsverhältnis von 50:1 entspricht. L2 und L3 haben jeweils nur 250 µH, sind aber auf dem gleichen Kern gewickelt und haben daher zusammen auch 1 mH, also dasselbe Übertragungsverhältnis wie L45.
Die Koppelfaktoren sind mit „K1 L1 L2 L3 1“ und „K2 L4 L5 1“ als ideal angenommen, damit „Dreckeffekte“ nicht das Verständnis stören. Für einen praktisch aufgebauten Koppler wird man hier eher 0.9 statt 1 wählen.
L1 und L4 bestehen gewöhnlich nur aus einem Stück Draht, also einer einzigen Windung. L23 und L5 werden als Ringkernspule darüber geschoben. Sie hätten in der hier gezeigten Dimensionierung also 50 Windungen. Die Induktivität der Ringkernspule eines praktischen Aufbaus liegt wegen ihres Ferritkerns tatsächlich im Millihenry-Bereich.
Praktische Beispiele mit Fotos findet man beispielsweise bei DJ0ABR hier und hier oder auch in einem Artikel von DF1RN im CQ DL3.
Simulationsergebnisse für ausgewählte Lastwiderstände
Schauen wir uns zunächst den Fall der idealen Anpassung an, R4 hat 50 Ω.
Vor- und rücklaufende Spannung bei idealer Anpassung.
V(uf) ist die vorlaufende Spannung am Messpunkt UF, V(ur) ist die rücklaufende Spannung an UR, jeweils gegen Masse gemessen. Der Reflexionsfaktor ist null und das Stehwellenverhältnis ist eins.
Bei Fehlanpassung ändern sich die Verhältnisse. Hier ist der Lastwiderstand auf 10 Ω reduziert:
Vor- und rücklaufende Spannung bei einem Lastwiderstand von 10 Ω
Jetzt wird UR größer null und ist gegenphasig zu UF. Rechnen wir der Einfachheit halber mit den Spitzenspannungen, dann ist UF jetzt 200 mV und UR 133 mV. Der Reflexionsfaktor ist nun 0,667 und das Stehwellenverhältnis ist 5.
Bei einem Lastwiderstand von 150 Ω drehen sich die Phasenverhältnisse um:
Vor- und rücklaufende Spannung bei einem Lastwiderstand von 150 Ω
Jetzt ist die rücklaufende Welle gleichphasig zur vorlaufenden Welle. Der Reflexionsfaktor ist mit UF=200 mV und UR=100 mV 0,5 und das Stehwellenverhältnis ist 3.
Da Spice nicht gut auf echte Kurzschlüssen und echte offene Lasten zu sprechen ist, nähern wir sie mit 0,1 Ω und 100 kΩ an.
Vor- und rücklaufende Spannung bei einem Lastwiderstand von 0.1 Ω
Beim kurzgeschlossenen Ende wird die Spannung gegenphasig zu 100% reflektiert, der Reflexionsfaktor ist also 1. Damit wird das SWR unendlich.
Vor- und rücklaufende Spannung bei einem Lastwiderstand von 100 kΩ
Bei offenem Ende wird die vorlaufende Spannung ebenfalls zu 100% reflektiert, diesmal allerdings gleichphasig. Das führt zum gleichen Ergebnis, der Reflexionsfaktor ist 1 und das Stehwellenverhältnis wird wieder unendlich.
Alternative Schaltung
Hier das alternative Schaltbild des Sontheimer-Frederick Richtkopplers:
Sontheimer-Frederick Richtkoppler
Die Funktionsweise ist etwas schwieriger zu durchschauen, aber dieselbe wie die der oben gezeigten und simulierten Version. Wegen der fehlenden Mittenanzapfung an der Spule L2 ist sie beim realen Aufbau etwas einfacher zu realisieren.
Anmerkung (20.03.2025)
Nachdem ich nun seit einigen Wochen an der Software meines Gamma-Meßgerätes arbeite, stelle ich nun doch einen signifikanten Unterschied der beiden gezeigten Varianten des Sontheimer-Frederick Richtkopplers fest: die letztgenannte tatsächlich aufgebaute aber bisher nicht simulierte Variante dreht die Phase der rücklaufenden Spannung um 180°. Das bedeutet, daß die reflektierte Spannung bei offenem Ausgang um 180° verschoben, bei kurzgeschlossenem Ausgang aber phasengleich ist. Das ist genau andersherum, als es sein sollte, aber in der Software so einfach zu beheben, daß ich es unbewusst schon gemacht habe. Weil das Meßergebnis nicht stimmte und ich einen Vorzeichenfehler vermutete, habe ich an geeigneter Stelle das Vorzeichen geändert ohne der Ursache auf den Grund zu gehen. Sowas sollte man natürlich niemals machen, irgenwann beißt einen das ganz schrecklich. Aber wenn man’s eilig hat…
Die Ursache für die Phasendrehung kann man sich leicht klarmachen. Bei einem Kurzschluß ist R4 = 0 Ω und an L4 liegt keine Spannung an. Auch L3 ist damit spannungslos und UF und UR haben die gleiche Spannung, die über L1 in L2 induziert wird, weil ja ein hoher Strom fließt. Im gegenteiligen Fall, wenn R4 = ∞ ist, fließt durch L1 kein Strom und L2 bleibt spannungslos. L4 induziert aber eine Spannung in L3, die dann gegenphasig an UF und UR anliegt. Das lässt sich durch Drehen der Spulen nicht heilen, die induzierte Spannung bleibt immer noch gegenphasig.
Anhang
Hier folgt eine kurze Zusammenfassung der in diesem Artikel verwendeten Grundlagen.
Eine Übertragungsleitung hat eine charakteristische Impedanz Z0, im Amateurfunk in der Regel 50 Ω, in der Radio- und Fernsehtechnik 75 Ω. Wenn die Last ZL am Ende der Leitung dieselbe Impedanz hat, wird die an der Quelle eingespeiste Spannung komplett in der Last umgewandelt bzw. abgestrahlt. Weicht die Impedanz der Last von der Impedanz der Leitung ab, wird ein Teil der Spannung reflektiert. Der Reflexionsfaktor r, oft auch mit dem griechischen Buchstaben Γ (Gamma) bezeichnet, ist das Maß dafür:
UF (forward) ist die vorlaufende, UR (reverse) die rücklaufende Spannung. Der Betrag der rücklaufenden Spannung ist immer kleiner oder gleich der vorlaufenden Spannung. Bei einem offenen Kabelende hat sie dasselbe Vorzeichen, wie die hinlaufende Spannung, bei einem kurzgeschlossenen Kabel aber ein negatives Vorzeichen. Der Reflexionsfaktor kann damit zwischen ‑1 und +1 liegen. Bei idealer Anpassung ist r = 0.
Der Reflexionsfaktor kann auch direkt aus den Impedanzen berechnet werden:
Hier erkennt man, daß der Reflexionsfaktor tatsächlich eine komplexe Größe ist.
Hin- und rücklaufende Spannungen überlagern sich auf der Übertragungsleitung, so daß Orte unterschiedlicher Spannungen entstehen, sogenannte stehende Wellen. Das Stehwellenverhältnis ist als das Verhältnis der maximalen Spannung zur minimales Spannung definiert:
Mit UR = r * UF kann man diese Gleichung umformen:
Referenzen
Thomas Schiller, DC7GB, Wie funktionieren Richtkoppler und SWV-Messbrücken?, Funkamateur 12|23, Seite 967ff ↩︎
Reinhard Weber, DC5ZM, AI6PK, Was misst ein Stehwellenmessgerät?, Funkamateur 6|20, Seite 513 ↩︎
Prof. Dr. Reinhard Noll, DF1RN, Kenngrößen eines Richtkopplers, CQ DL 10|2017, Seite 30ff ↩︎
Vor dem Bau eines Antennentuners muß man sich zumindest über die folgenden Ziele klarwerden:
Welcher Frequenzbereich soll abgedeckt werden?
In welchem Bereich liegen die Lastwiderstände?
Welche maximale Leistung soll übertragen werden?
Wo sind gegebenenfalls Kompromisse möglich?
Da stellt sich dann sofort die Gegenfrage: was ist denn überhaupt mit realistischem Aufwand möglich und wo liegen die Grenzen? Gäbe es keine, würde man natürlich alles wollen.
Ein weiteres Calc Spreadsheet
Nach einer Idee von Jeff, K6JCA, habe ich das hier vorgestellte LibreOffice Calc Spreadsheet so erweitert, daß es die Anpaßglieder für mehrere Punkte auf dem Kreis gleicher Stehwellenverhältnisse berechnet. Das neue Spreadsheet kann hier heruntergeladen werden:
In der hier gezeigten Version werden 72 Lastimpedanzen im Abstand von 5° berechnet. Das erscheint mehr als ausreichend. Dabei ist zu bedenken, daß nicht alle diese errechneten Punkte praktisch relevant sind. Die von mir geplanten einfachen endgespeisten Drahtantennen haben hochohmige Impedanzen, die alle zwischen etwa 310° und 30° liegen, wie die nachfolgende Messung von 1 bis 30 MHz zeigt.
Die gestrichelten Kreise stellen die Stehwellenverhältnisse von 3, 10, 20 und 30 dar. In gewissen Grenzen kann man sich entscheiden, ob der Tuner alle Stehwellenverhältnisse innerhalb eines vorgegebenen Kreises abdecken soll oder ob man beispielsweise auf Kosten der linken Hälfte zwischen 90° und 270° das Stehwellenverhältnis auf der anderen Seite erweitert.
Benutzung des Spreadsheets
Parameter
Auf der ersten Seite mit dem Namen „Parameter“ werden in den gelb hinterlegten Zellen die Parameter für die aktuelle Berechnung eingegeben. Alle anderen Zellen und Seiten sind (natürlich ohne Passwort) geschützt, um Fehleingaben zu vermeiden. Mit einem rechten Mausklick auf den Tab und dem Befehl „Tabelle schützen…“ wir der Schutz entfernt oder wieder hergestellt.
In der Zelle RGen wird der Generatorwiderstand eingegeben. Das sind normalerweise 50 Ω und es ist ein reeller Wert.
In der Zelle SWR gibt man das maximale Stehwellenverhältnis an, das der Tuner noch anpassen können soll. Hier kann man experimentieren. Je höher dieses SWR ist, umso größere Bauteile wird man benötigen. Irgendwann überschreitet man den praktisch machbaren Bereich. Wie oben beschrieben, kann man hier etwas weiter gehen, wenn man Einschränkungen im Polardiagramm akzeptieren kann.
Frequenz legt die Frequenz fest, für die die Anpassung aktuell berechnet wird.
P bestimmt die verwendete Ausgangsleistung. Daraus wird die Spitzenspannung am Anpaßkondensator bestimmt, der entsprechend dimensioniert sein muß.
L(C) gibt die parasitäre Induktivität des Kondensators an. Das ist sicherlich ein Schätzwert, solange man den Tuner nicht wirklich aufgebaut hat. Aus dieser parasitären Induktivität errechnet sich die kapazitätsabhängige Selbstresonanzfrequenz (SRF). Ab und oberhalb dieser Frequenz wird der Kondensator zu einem induktiven Bauelement und er ist nicht mehr zur Anpassung zu gebrauchen. Die SRF ist die natürliche Grenze für die Brauchbarkeit des Tuners.
Die Zellen ω und |Γ| (bzw. |Gamma|) sind geschützt. Sie werden aus dem SWR und der Frequenz berechnet. Diese Werte werden in den Formeln auf den anderen Seiten verwendet.
Tuner
Die Berechnung der Lastimpedanzen und die Anzeige der Anpaßglieder erfolgt auf der Seite „Tuner“. Jede Zeile steht für einen Wert im Abstand von 5° auf dem gewählten SWR-Kreis. RL und XL sind die jeweiligen Wirk- und Blindwiderstände und die Spalte Netzwerk zeigt die gewählte Konfiguration, entweder „LC“ oder „CL“. Die zur Anpassung nötigen Kapazitäten und Induktivitäten stehen in den Spalten C und L.
In der Spalte UmaxC wird die Spitzenspannung am Kondensator errechnet, die bei der vorher gewählten Leistung anliegt. Die Spalte SRF zeigt den Abstand zur Selbstresonanzfrequenz bei der errechneten Kapazität. 100% bedeutet, daß die SRF erreicht ist und ein Wert unter 100%, daß die SRF überschritten ist. Der Tuner ist in dieser Konfiguration nicht mehr benutzbar. Der Wert sollte also deutlich über 100% liegen.
Oben rechts in dieser Tabelle werden noch die Maximalwerte für die Kapazität, die Induktivität und die Spannung angezeigt. Der Minimalwert für die SRF zeigt an, ob zumindest einige der Lastimpedanzen nicht mehr anpassbar sind.
LC und CL
Die eigentliche Berechnung erfolgt auf den Seiten „LC“ und „CL“. Auf diesen Seiten kann man den Rechenweg nachverfolgen, ansonsten muß man sich nicht darum kümmern. Der Rechenweg ist in dem vorigen Beitrag zu diesem Thema beschrieben. Die Seiten übernehmen die anzupassende Lastimpedanz von der Seite „Tuner“ und liefern die Ergebnisse auch wieder dorthin zurück.
Es soll nicht unerwähnt bleiben, daß auf diesen Seiten ein wenig getrickst wurde, um Fehler abzufangen. Wenn ein Nenner null wird, kommt es zu einem Divisionsfehler. Das wird abgefangen, indem statt des Quotienten eine große Zahl verwendet wird. Das wiederum führt zu Ergebnissen wie 0,01 pF statt 0 pF. In einem Programm würde man das anders lösen, aber im Spreadsheet scheint das der einfachste Weg zu sein.
